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01
前言
辅助电源，也就是交直交主回路意外的其他变换电源，一般我们习惯叫开关电源。开关电源综合应用了半导体变流技术、电子及电磁技术、自动控制技术等电力电子技术，它和线性稳压电源相比，具有功耗小、效率高、体积小、重量轻、稳压范围宽等突出的特点，因而被广泛应用变频器的辅助电源。但开关电源突出缺点是产生较强的电磁干扰 EMI。它产生的 EMI 信号，既占有很宽的频率范围，又有一定的幅度。这些 EMI 信号经过传导和辐射方式污染电磁环境，对通讯设备和电子仪器造成千扰。如果处理不当，开关电源本身就会变成一个子扰源。
由于 IGBT 模块化的程度越来越高，主回路的设计不再那么复杂，反倒是开关电源这块儿显得更为难搞。今天我们就来简单聊一聊开关电源部分。
02
单端反激式原理
我们在来简单地了解一下单端反激式的变换原理，下面是一个简单的电路图:
单端反激变换电路是脉冲变压器原副边隔离多输出的结构，原边开关 Q1 导通，从同名端的标注可知，副边感应电压因二极管 D 反向不能产生回路电流，原边输入能量以磁能形式存储在隔离变压器(也是电感器)中；当开关 Q1 断开时，二极管 D 正向偏置导通，副边对电容充电和对负载供电的电流。由于开关 Q1 与二极管 D 的工作相位相反，即开关 Q1 关断时 D 开通，耦合能量经副边传至负载，因此称作反激式变换器。该电路的优点就是简单，只需要一个磁元件，一个开关就可以完成多输出隔离，降、升压的要求。
该电路的磁元件设计有一定要求，它既是隔离变压器，又是储能的电感，在多绕组输出时要求有良好的交叉调节特性（即副边绕组相互之间耦合小）。由于隔离变压器具有储能作用，为了使磁芯不易饱和，一般使用软磁粉末压制的磁芯并增加磁芯气隙来增大磁芯的储能，使其不易达到饱和。
这里使用了反馈回路进行输出电压控制，确保不同负载下输出电压的稳定(普遍都会有此反馈)。
接下来我们以一个例子来聊聊反激式开关电源的设计步骤。
03
设计和计算
设计要求：
1、输入电源范围：DC250V～DC850V
2、电源输出稳态精度指标：
第 1 路：输出电压+15±5％V，输出功率 33W；
由此进行二次稳压，输出电压+5±5％V，输出功率 4W；
第 2 路：输出电压 -15±5％V，输出功率 2W；
第 3 路：输出电压 24±10％V，输出功率 10W；
【注】：
①第 1 路和第 2 路为共地电源，第 3 路为独立电源；
②当输入电压小于 400V 时，开关电源能正常工作，输出功率可降为 20W，当输入电压在 400V~800V 时，要求输出功率能达 33+2+10=45W。
3、电压纹波指标：各路输出纹波<2％。
4、电源噪声指标：各路输出噪声<5%(20MHz)。
5、输出功率指标：输出功率 10～45W
6、绝缘耐压及安规指标：电源输入对输出耐压 3750VAC。功率模块(1200V 模块)驱动电路电源之间绝缘电压 2500VAC。功率模块(600V 模块)驱动电路供电的电源之间绝缘电压 1200VAC。
确定拓扑
由于电源输出路数较多，且输出功率不大，电路选取完全能量传递方式单端反激式电路结构，如下图：
确定电源工作状态参数
①计算变压器原边输入功率
我们这里假设变压器的传输效率是 95%，那么其原边的输入功率为：
Pin=Pout/0.95=45/0.95=47.4W
②确定最大导通占空比
设最小输入电压 Uin,min=400V 时，Dmax=31%
③确定开关频率和变压器原边电感量
当输入电压为 400V 时，
假设开关频率 f=41kHz，则有
取 L=4mH。
④计算变压器原边电流峰值
⑤最大导通时间
⑥确定变压器变比并计算反激时间
由于变压器工作在完全能量传递方式，其激磁和去磁的伏秒积相等，故有：
假设 K=13，则：
⑦校验
满足能量传递方式的要求。
变压器绕组电流的计算及线径、匝数的选取
①计算变压器原边电流有效值
②变压器原边绕组线径的选取
取导线的电流密度为 24A/mm ，则线径：
实际选取 0.5mm。
③计算副边绕组电流峰值
副边绕组电流与负载电流波形如下：
在电路稳定工作时，流过副边绕组滤波电容的平均电流为零，因此有副边绕组电流的平均值等于负载电流，即：
第一路：
第二路：
第三路：
④计算副边绕组电流有效值
第一路：
IS1=0.462*6.88=3.12A
第二路：
IS2=0.462*0.41=0.19A
第三路：
IS3=0.462*1.3=0.6A
⑤副边绕组线径的选取
按计算所需导线直径时，应考虑趋肤效应的影响，当直径大于两倍穿透深度时，应尽可能采用多股导线并绕。当 f=40kHz 时，圆铜导线的穿透深度为 0.3304mm，所以这里采用多股导线并绕，取导线的电流密度为 24A/mm ，则线径：
第一路：
实选 0.75*4mm
第二路：
实选 0.5mm
第三路：
实选 0.75mm
⑥变压器原边匝数计算
实选 130 匝。
其中：
ΔB——磁感应强度(单位:T)，与磁芯材料、绕组电流大小和匝数有关
A——磁芯截面积(单位:2 mm)，这里选 EC35 磁芯。
此处 Ton 的单位用 us。
⑦变压器副边主反馈绕组匝数计算
第一路：
⑧变压器副边其它绕组匝数计算
第二路：
第三路：
实取 15 匝。
副边输出滤波电容纹波电流有效值计算和电容选取
①按输出纹波电压的要求计算最小输出电容
当电路稳定工作时，对任意负载均有：
其中：C 为电容容量，Rc 为电容阻抗。
各路输出纹波电压根据要求按 1%计算，得各路电容应满足的必要条件：
第一路：
第二路：
第三路：
②副边输出滤波电容纹波电流有效值计算
第一路：
第二路：
第三路：
③滤波电容的选取
综合考虑以上 3 个条件：容量、阻抗、纹波电流的大小，选取以下电容：
第 1 路：
3*1000uF/35V，其并联后的阻抗小于 0.019Ω，允许纹波电流大于 5.19A；
第 2 路：
560uF/35V，其阻抗小于 0.082Ω，允许纹波电流大于 1.16A；
第 3 路：
1000uF/35V，其阻抗小于 0.058Ω，允许纹波电流大于 1.71A。
副边整流二极管的选取
①二极管反向耐压
第一路：
第二路：
第三路：
考滤开关电源上电时的冲击电压，以上各管均选反压 200V 以上的二极管。
②二极管正向电流及损耗
第一路：
第二路：
第三路：
整流二极管截止时，承受的反向电压值
选取整流二极管要保证反向耐压值 URM＞UDP，整流二极管电流有效值应满足 IF＞Po/Uo=Io。
此外，为减小输出纹波和噪声，变压器副边输出整流二极管应选快恢复二极管，且负载较大者应在副边整流二极管两端并联阻容吸收电路，注意吸收电容的耐压值要高，这里取 R=100Ω，瓷片电容 C=470pF，耐压 1kV。
开关电源原边电路参数的计算
原边电路图如下：
①驱动电阻 Rdrv 的选取
这里 Vcc>15V，当开关管 Q 的 G 极电压达 10V 时，开关管能完全开通。为了使开关管的开通和关断损耗最小，则应使：
取 Rdrv=33.3Ω，其损耗为
P=fCiVCC²=41*0.99*15²/10³=9.1mW
其中
Rdrv——开关管门极驱动电阻
Ci——开关管 Q 的输入电容
tr,tf——开关管开通和关断时间
②电流采样电阻 Rs 的选取
由于 UC2844 的第 3 脚电平大于等于 1V 时，其第 6 脚输出低电平，则为了使电源能输出最大功率，选：
Rs=1/Ip=1/0.76=1.32Ω
实际选用 1Ω/1W。
③电流环滤波时间常数 R1C1 的确定
本电路主要是为了滤除门极驱动电流对 UC2844 第 3 脚电平的影响，一般门极驱动电流影响 UC2844 的电平小于 0.1V 能满足要求。故有：
解得
R1C1≥193.8ns
取：R1=1kΩ，C1=470pF
④吸收电路参数 RCD 的计算
a. 电容 C 的选取
吸收电容的容量计算：
设原边电感的漏感储能全部由电容转化为吸收电容的储能，则：
其中：
Ls——原边电感漏感
C——吸收电容容量
Uc——吸收电容电压
一般要求ΔUc＜50V，Ls＜120uH，则 C 可选：
吸收电容耐压的计算，电容耐压的选取：
Vc＞13*15+50=245V
我们这里取 600V。
b. 吸收电阻的选取
这里我们选取：R=51K/2W*2，其损耗为
P=(13*15)²/(102*1000)=0.373W
c. 二极管 D 的选取：
反向耐压要求
VR＞800+13*15+50=1045V
由于变压器电感的电流峰值才 0.76A，故选：D=1A/1400V 可满足要求。
⑤开关管 Q 的选取
直流母线电压短时可能达到 850V， 所以 MOS 管截止时，集射极间承受的最大峰值电压
UCEP=Ui+nUo=850V+210=1060V
MOS 管最大电流为
p+IRCD=0.95+0.265=1.215A
式中，IRCD 为 MOS 管导通时 RCD 吸收电路产生的电流，可由下面吸收电路计算得到。
考虑到启动瞬间 MOS 管电压比正常工作时要高，所以选择 1500V 的 MOS 管，其损耗为
式中，
Co.Q——MOS 管输出电容，125pF
Ron.Q——MOS 管导通电阻，10Ω
tf——MOS 关断时的电流下降时间，60ns
⑥启动电阻 R2、R3 的选取
依 UC2844 资料，其最大静态工作电流为 1mA，则应使：
选取：R2=100K/2W*2+51K/2W*2；R3=100KΩ。
⑦启动电容 C2 的选取
a. 副边输出电压上升时间 tro 的计算：
由于在副边电压上升的过程中，电压环不起作用，仅有电流环起作用，电源进入限流工作模式，按变压器的传输效率为 0.95 计算，有：
b. 启动电容 C2 的估算：
UC2844 资料表明，当电源电压低于 10V，UC2844 停止工作，其工作时最大工作电流为 17mA，考滤其外围电路的影响，取 20mA。为了确保电源能一次性启动完成，同时留 1V 裕量，应使：
(16-11)C2≥20tro
C2=4tro=36uF
暂取 C2=100uF。
⑧打嗝电阻 R4 的估算
即
R4=133Ω
根据经验，我们这里暂取 R4=50Ω。
⑨振荡电阻电容的选取
由于振荡频率为输出开关频率的两倍，根据 UC2844 资料，选：
RT=4.7KΩ，CT=4.7nF
实际设计中，这两个参数还需要根据实验进行调整。
⑩开关管 Q 的功耗计算
电压控制环参数计算
电压反馈电路如下：
副边电压变化速度不快，故可采用低速光耦，适用的光耦有：TLP521、PS2501、PC817 等，这里采用 PS2501，其最小电流传输比为 80％。为了能反映反馈电压的变化，光耦应工作于线性区，所以当反馈电压为+15V 时，设计光耦副边电流为 1mA，其原边电流 IF＝1.25mA，原边压降 UD＝1.2V，I431A≈2mA。此处 TL431A 作比较器用， 即由 R1、R2 确定的 REF 端电压 U8 与 TL431A 内部的 2.5V 基准电压进行比较，因此阴极电位由外部电路决定。当反馈电压为+15V 时，U8＝2.5V，设定阴极电位 U 阴极为 11V（U 阴极可以设定的范围为+5V~+12V，若设定值太大，管子功耗将大大增加）。当反馈电压大于+15V 时，U8 增大，U 阴极减小，IF 增大，UC2844 调节副边电压降低。同理可分析反馈电压小于+15V 的情况。
①分压电阻 R1、R2 的选取
忽略 TL431 的 Iref（约 4uA）的影响，则有：
选：R1=10KΩ，R2=2KΩ
②电阻 R7 的选取
根据 UC2844 的资料和前面计算结果，得：
得 VP1=3.68V
为了不使光耦原边工作电流过小，取 R7=1KΩ，此时流过光耦副边的电流为：
(5-3.68)/1+1=2.32mA
根据 PS2501 资料查得此时光耦原边电流约 1.55mA，压降
约 1V。
③电阻 R4、R5 的选取
为了使电源有较好的电压调节范围，设计时选 TL431 第 1 脚的工作电压为 10V 左右。
R4(1.55+1/R5)+1=15-10=5V，取 R4=R5，得 R4=R5=2.6KΩ，实取 R4=R5=2KΩ。此时 TL431 第 1 脚的工作电压为 11V。
④比例电阻 R3 和积分电容 C2 的选取
此电源设计时其开关周期为 24.4us，为使电源有较好的稳定度，选取 R3C2 约为开关周期的 4~5 倍，即
24.4*4=97.6＜R3C2＜24.4*5=122
选 R3=10KΩ，C2=10nF
⑤微分电阻 R6 和微分电容 C1 的选取取
为使电源有较快的动态响应速度（小于 1 周期），同时又不致于过于灵敏，选：
R6C1=20us，取 R6=2KΩ，C1=10nF。
以上的计算只是初步的，具体还需要根据实验进行调整！
电源输出过压保护电路
原理图如下：
电路的工作电源为 UC2844 的电源，电路的保护输出端为 Q3 的集电极。电路在上电或正常工作时，稳压二极管 DZ1 截止，Q2 由于其基极下拉电阻 R5 而处于截止状态，Q1 由于其基极上拉电阻 R1 也处于截止状态；同时 Q1 和 DZ1 的漏电流在 R5 上的压降不致 Q2 导通，Q2 的漏电流在 R1 的压降不致 Q1 导通，由于 Q1、Q2 的正反馈作用，Q3 处于截止状态。当电源输出过压时，UC2844 电源的电压也随之增大，当大于约 18.6V 时，DZ1、Q2、Q3 导通，Q3 导通使开关电源停止工作，Q2 导通使 Q1 导通，同时由于 Q1、Q2 的正反馈作用，使其处于保持导通状态，直至 UC2844 的电源电压低于某值，流过 Q1、Q2 的电流小于其保持电流，电路才恢复截止状态。但由于 UC2844 的电源有 300KΩ的启动电阻与开关电源的输入相连，使流过 Q1、Q2 的电流大于其保持电路，因此电路有可能会一直处于保护状态，直至变频器掉电。但若电路参数设计得当，电路则工作于过压打嗝保护状态。
①器件功能
➤ 稳压二极管 DZ1，过压设定值；
➤ 电阻 R1，三极管 Q1 的基极上拉电阻；
➤ 电阻 R5，三菜管 Q2 的基极下拉电阻；
➤ 三极管 Q1、Q2，与周围电阻构成触发保护电路；
➤ 电容 C1、C2，滤波电容，提高电路的抗干扰性能。
②参数计算
a. 选 DZ1 为 18V 的稳压管，选 Q1 为 PMBT4403 的三极管，Q2、Q3 为 PMBT4401 的三极管；根据 Q1~Q3 的资料，取其电流放大倍数均为 30。
b. 取 R2=R3=R4=R5，同时能使电路在 UC2844 电源电压低于 5V 时自动解除封锁，则：
得：R2=11.1KΩ，取 R2=R3=R4=R5=10KΩ。
c. 为使电路能自动解除封锁，则 R1 应满足：
得 R1<1.3KΩ,取 R1=1KΩ。
d. 由于本电路要具有一定的抗干扰性能，同时本电路对过压保护的速度要求不高，电容 C1、C2 选常用的 0.1uF 电容。
04
开环 DC/DC 开关电源
在大功率机型中，每个 IGBT 的驱动需要提供一个正向开通电源和一个反向关断电源，6 路 IGBT 需要 6 组电源，这些电源一般通过 DC/DC 变换得到。由于该电源的原边电压来自前级的 AC/DC 变换，电压值一般比较稳定（12V、15V 或者 24V），因此这里的 DC/DC 变换采用开环控制即可。
如下图：
通过合理设定 NE555 的开关频率和占空比和脉冲变压器的变比，可以得到稳定输出的直流电压，无需反馈。由于是低压 DC/DC 变换，开关管使用的是低压高速 mos 管，NE555 的开关频率一般可以到 100k，这也提高了脉冲变压器的转化效率。
下面附上一份反激式开关电源设计的资料，某公众号要分享才能下的，当然也许你们手上也有，哈哈~
链接：https://pan.baidu.com/s/1vQkkhC6tr2Y-ww-lr-T0Cg
提取码：ko7k
又是很长的一段，大家码后再慢慢看吧。
希望你们能够喜欢，谢谢。
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