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RTQ6363 是工作电压范围为 4.5V~60V、启动后最低输入电压可低到 4V 的工业级 Buck 转换器，其负载能力为 3.5A，输出电压可在 0.8V~VIN 间进行设定。它采用峰值电流模式控制架构，工作频率可用一只外接电阻在 100kHz~2.5MHz 间进行设定，也支持用外部时钟信号控制进行同步动作，外部时钟信号的频率范围可在 200kHz~2.2MHz 之间选择。
RTQ6363 可以两种封装形式供货，一种是 PSOP-8，一种是 4mm X 4mm 的 DFN-10L，后者因为引脚较多而具有可调的软启动能力和 PGOOD 指示信号输出，同时也具有更高的散热能力，但是占位面积却更小，比较适合那些对时序控制要求较高的应用的需求。
为了帮助用户更好地使用 RTQ6363，我的一位欧洲同事最近写了一篇应用笔记 AN063，其中引用了立锜科技专为 RT(Q)63xx 系列产品设计的一个 EXCEL 设计工具进行了两个应用案例的完整设计和测试验证，同时把相关元器件的选用规则也给了出来，还进行了一些关键元件的不同选择带来的不同结果的比较和验证，是一篇非常有参考价值的文章，而我已经完成了对它的翻译，很快就会通过电子邮件的形式推送给订阅了立锜电子报的读者。
我在完成了 AN063 的翻译后重读 RTQ6363的规格书时，觉得其规格书的应用说明部分也写得非常好，所以发心要把它翻译出来供咱们的读者使用，下面便是这次翻译的结果。由于规格书的写作方法并不适合以一般文章的形式呈现，所以我在翻译时会有一些小的修改，希望这能得到读者的理解。又考虑到其内容繁多，并不适合一次就发完，所以将以连载的形式来发布，请有兴趣的读者们持续关注。
RTQ6363 的应用说明
RTQ6363 的型号定义和引脚布置
RTQ6363 的内部电路框图
RTQ6363 的典型应用电路
上面给出了 RTQ6363 常见的一些应用电路，每个电路中的外部元件的选择都主要由应用需求决定，设计中的第一步是要通过对外部电阻 RRT/SYNC 的选择来决定其开关切换工作频率，接着便是电感 L、输入电容 CIN、输出电容 COUT 和续流二极管的选择，然后是通过对反馈电阻、补偿电路参数的选择来设定需要的输出电压和交叉频率。自举电容 CBOOT 的选择比较简单，使能端 EN、软启动端 SS、PGOOD 和同步等端子涉及到的外围元件可根据具体的应用需求来做选择，通常不会有多大问题。
开关切换工作频率的设定
RTQ6363 的开关切换工作频率是可调的，通过 RRT/SYNC 端的外接电阻便可对其进行设定，其设定范围为 100kHz~2.5MHz。工作频率选择的难点是要在转换效率和元件的尺寸方面进行权衡，较高的工作频率容许使用较小的电感和电容量，而较低的工作频率则可降低内部开关的栅极电容充电损失和切换过程带来的损失，但也同时需要较大的电感量和/或电容量以维持较低的输入电压纹波。
开关的最短导通时间和最短截止时间对工作频率的选择会带来一定的限制。最短导通时间 tON_MIN 是上桥开关处于导通状态的最短时间长度，RTQ6363 的这个参数的典型值是 100ns。在电流连续工作模式下，最高工作频率 fSW_MAX 受到最短导通时间的限制，它们之间的关系是：
其中的 VIN_MAX 是最大可能的输入电压。
最短截止时间 tOFF_MIN 是 RTQ6363 内部电流比较器恢复常态并能让 MOSFET 上桥开关再次动作所需要的最短时间，这项参数的典型值是 130ns。假如要让工作频率恒定不变，实际的截止时间就要比最短截止时间更长才行。下面的最短截止时间计算公式是将各种损耗项目也纳入了考虑的结果：
其中的 RDS(ON)_H 是上桥 MOSFET 开关的导通电阻；VD 是续流二极管的正向导通电压；RL 是电感器的直流阻抗。
通过连接在 RT/SYNC 和地之间的外接电阻可以设定工作频率 fSW，这个端子是按照 FMEA 失效模式及其效应分析的结果进行设计的，这可确保它在遇到诸如短路到地或是处于浮空状态等失效状态时也不会让器件以不正常的频率工作。实际上的状况将是这样的，假如该端子与地短路了，器件的工作频率就会是 900kHz（典型值）；假如该端子处于浮空状态，实际的工作频率就会是 240kHz（典型值）；假如该端子是正常连接的，实际的电阻值与工作频率之间的关系便如下式所示：
其中的 fSW(kHz) 是我们希望设定的工作频率。设定工作频率的电阻最好是使用 1% 精度或更高精度的电阻，其温度系数应该是 100ppm 或更低。下图显示了工作频率 fSW 与电阻 RRT/SYNC 的值之间的关系：
电感器的选择
电感器的选择需要在尺寸、成本、效率和瞬态响应需求之间进行权衡，其关键参数包含三个：电感量 L、电感器饱和电流 ISAT 和直流阻抗 DCR。
一个值得推荐的尺寸与损耗之间的平衡点是将电感电流的纹波峰峰值设定为 IC 额定电流的 30%，再加上工作频率、输入电压、输出电压便可一起计算出电感量的值：
较大的电感量会导致较低的输出电压纹波和较高的效率，但会略微降低瞬态响应能力，会导致环路相位的滞后，降低交叉频率，当斜率补偿斜坡与检测到的电流斜坡之间的比值增加时，电流模式的控制系统就变得越来越像电压模式的控制系统了。较低的电感量会导致较小的尺寸，但是电流纹波的增长会带来电流限制阈值的精度降低，增加电感器的交流损耗，也会在占空比接近或超过 50% 时导致补偿不足，出现严重的环路不稳定问题。当占空比超过 50% 时，下列条件需要得到满足：
将电感电流纹波 ∆ IL 设定在最大额定输出电流（3.5A）的 10%~50% 可在尺寸、效率和瞬态响应之间得到一个比较好的平衡。
为了得到好的效率表现，可在容许的空间尺寸内选择具有最低直流阻抗的低损耗电感。电感量不仅会决定电流纹波的大小，也会决定发生 DCM/CCM 模式切换时的负载电流值。被选中的电感器应该拥有大于 IC 峰值电流限制阈值的饱和电流额定值，其磁芯应该足够大，以便其在出现电感电流峰值（IL_PEAK）时也不至于会发生饱和现象，其中的电感电流峰值计算公式列出如下：
即流过电感器的电流由电感纹波电流和负载电流共同组成。在上电、发生故障或负载发生瞬变时，电感电流可能发生超过上面计算出的电感电流峰值的情况。由于在负载发生瞬变期间有可能发生电感电流顶到 IC 的开关电流限制值的情况，许多偏于保守的设计便会选择饱和电流参数额定值等于或大于 IC 开关电流限制的电感器。为了得到好的 EMI 性能，所选电感器最好是带有屏蔽的设计。
输入电容的选择
输入电容 CIN 起着对上桥 MOSFET 开关漏极脉冲电流进行滤波的作用，其大小应当能够避免在输入端出现大的电压变化。出现在输入电容上的输入端电压纹波可用如下公式进行评估：
其中有
下面的图 5 显示了流过输入电容 CIN 的纹波电流和它在电容上形成的电压纹波。
对陶瓷电容而言，其等效串联电阻 ESR 很小，由其导致的纹波可以被忽略，我们可用下述公式对实际需要的输入电容有效值进行估算：
其中的 ∆VCIN_MAX 是输入电压纹波最大值。
输入电容不仅需要具有很低的 ESR ，还要具有承担最坏情况下的输入电流纹波有效值的能力。转换器的输入电流纹波有效值（IRMS）可根据输入电压 VIN、输出电压 VOUT 和额定负载电流 IOUT 经由下述公式进行评估：
输入电流纹波有效值的最大值发生在负载最大时，这个需求必须被纳入输入电容电流承载能力的考虑当中去。输入电流纹波最大值通常发生在占空比为 50% 时，此时有 VIN= 2 x VOUT，因此便常将 VIN= 2 x VOUT 时的 IRMS≈0.5 x IOUT_MAX 用于设计中。需要注意的是由电容制造商提供的纹波电流承载能力通常是以 2000 小时寿命为计算依据的，因而比较明智的做法是要给电容更多的降额使用空间，或者是要选择比实际需求更高的电容使用温度等级。
现实中常常需要将多只电容并联使用来满足应用对尺寸、高度和热性能的需求，遇到输入电压很低的应用时还需要使用很多大容量的输入电容来满足负载变化期间将瞬态效应的影响最小化的需求。
陶瓷电容因为具有尺寸小、耐折腾、ESR 很低等特性而成为开关模式转换器最佳的输入电容选择，但在使用它们时却必须非常小心，因为陶瓷输入电容在结合上线路电感以后就形成了一个品质因数很高的谐振电路，假如将这样设计的 RTQ6363 应用电路直接插入已带电的电源，其输入端就可能出现高达额定电压 2 倍的振铃信号，完全可能超出 IC 的最大电压承受能力。要想避免这样的状况发生，最简单的做法是给低 ESR 的陶瓷输入电容并联一只具有较高 ESR 的大容量电容，它可以起到对电压振铃信号的抑制作用。
输入电容应该被放置在尽可能接近 IC 的 VIN 和 GND 的地方，其连接形成的电感要尽可能地低才好。VIN 端要求的旁路电容有效容量至少得有 3µF，在工作频率为 400kHz 的应用中，可以将两只 4.7µF/X7R 的电容连接在 VIN 和 GND 之间。如果工作频率更低，需要的输入电容便要更大。为了消除高频噪声，另外的 0.1µF 小电容应该和这些器件放在一起来使用，其封装规格应该是 0402 或 0603 的。为了在宽阔的温度范围内和输入电压变化的情况下都能获得最佳的性能，所选陶瓷电容最好是 X7R 类型的。（未完待续）
转载自 RichtekTechnology。
