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VCO，是一个频率随电压变化的部件，而变容管则是产生该频率变化的核心。在VCO的各项性能中，有两个性能，分别为频率的调谐范围和输出信号的相噪。这两项性能，则对应变容管的两个特性：(1) 电容的调谐范围，即变容管能提供的最大电容和最小电容；(2)变容管的品质因数(qulity factor)，这个通常受变容管的寄生级联电阻限制。这两个参数，在某些情况下，是一个矛盾的关系。
在以前的RFIC设计中，变容管是用反偏的PN结实现。但在现在RFIC设计中，MOS变容管已经取代了PN结，成为主流。
常规的MOSFET在将D极和S极连接时，Cgs与Vgs的关系如下图所示，Cgs会随着Vgs变化，但是变化曲线呈现非线性。这个非线性，会产生这样一个结果。比如说，你设计了一个VCO，当你缓慢升高电压时，它的输出频率也相应地从1G变到2G。但是由于这个非线性的存在，当你缓慢升高电压时，刚开始频率是1G变化到1.5G；然后你在缓慢升高电压，发现频率又缓慢变回去了。当然，也不是完全不能用，但是总觉得心里有那么点不舒服。
而且，这种非线性的频率调谐特性，在锁相环设计中是个问题，会使得锁相环失锁。
那怎么办？解决办法，就是对MOS管做一个小小的调整，具体方法，就是把NMOS管放在一个N阱中，这种MOS管，称为“累积型MOS变容二极管(Accumulation-mode MOS varacotr)”。
当VG<VS时，N阱中的电子从硅/氧化物的交接面被排斥出来，使得交接面处形成耗尽区。所谓耗尽区，就是其区域不存在自由移动的载流子，产生类似电容的特性。因此，此时的等效效电容为栅氧电容和耗尽电容的串联。当VG>VS时，硅/氧化物的交接面从n+的源极和漏极吸收电子，形成一个通道。此时，等效电容为栅氧电容。
在65nm器件中， VGS ≈ ±0.5 V时，接近其饱和水平的Cmax和Cmin。MOS变容二极管可以在低供电电压下工作，而且，为了使得MOS管提供最大的调谐特性，MOS管需要正负偏置。
电路仿真，需要在一定程度上能够模拟变容管的C/V特性曲线。在实际中，这种特性是对加工器件进行测量，然后以由一系列的离散值组成的表格来表征。然后，再用一个连续函数来对C/V曲线进行拟合。双曲正切能够很好地模拟其饱和特性，具有连续导数，因此可以用来拟合C/V曲线。
其中a和V0分别允许拟合截点和斜率，而Cmin和Cmax则包含栅漏和栅源的重叠电容。
什么是重叠电容呢(overlap capacitance)?
如上图所示，MOS管有三种主要电容：
一种是栅极和沟道之间的电容，称为栅氧电容，值为WLCox;
一种为源极和衬底，漏极和衬底之间的PN结电容；
一种为重叠电容(overlap capacitance)。
在加工过程中，会使得栅极和漏极，栅极和源极在结构上部分重叠；另外栅极边缘与源极/漏极区域顶部之间的边缘场线，这两者构成了重叠电容。
上述C/V模型，也可转换成Q/V模型，即电荷随电压变化的曲线。
由dQ=C(V)/dV可知，
MOS变容管的Q值，由栅极和漏极之间的电阻决定，如下图所示。
MOS变容管的Q值又是如何变化的呢？当变容管的容值为Cmin时，其容值低，电阻又比较大；而当变容管的容值为Cmax时，其容值大，而电阻又比较低。由Q=1/(RCw)可知，Q如果按照上述规律变化的话，可能能够保持不变。实际上，当Cgs从Cmin变化到Cmax时，Q值也是下降的。这表明，当Cgs从Cmin变大到Cmax时，R也会从Rmax变化Rmin，但是显然C的变化量要大于R的变化量。
在振荡器设计中，希望最大化变容管的Q值。当沟道长度最短的时候，变容管的Q值最大；但是，此时栅源和栅漏之间的重叠电容在总电容中所占比值增大，从而限制了电容的调谐范围。重叠电容(overlap capacitance)基本上不太随电压变化，它的存在，会使得变容管的特征曲线上移，即从Cmin+2WCov变化到Cmax+2WCov。当沟道长度最短的时候，2WCov甚至会比Cmin还大。因此会降低电容的调谐范围。
具体用数字来表征一下：假设, Cmax=0.85fF,Cmin=0.18fF,此时R=Cmax/Cmin=4.72;如果考虑重叠电容，假设其值为0.18fF,则Cmax=0.18fF+0.85fF=1.03fF,Cmin=0.18fF+0.18fF=0.36fF,此时R=Cmax/Cmin=2.86。调谐范围下降。
因此，沟道长度短，变容管Q值大，但是电容的调谐范围相对较小。变容管Q值和调谐范围之间的矛盾，反应到VCO的性能上，就是频率调谐范围和相噪的矛盾。在实际的设计中，需要折中取舍。
