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在"电源系统优化"系列文章的 第1部分 ，我们介绍了如何量化电源噪声灵敏度，以及如何将这些量值与信号链中产生的实际影响联系起来。有人问到：高性能模拟信号处理器件要实现出色性能，真正的噪声限值是多少？噪声只是设计配电网络(PDN)时的一个可测量的参数。如 第1部分所述，如果单纯只是最小化噪声，可能需要以增大尺寸、提高成本或者降低效率为代价。优化配电网络可以改善这些参数，同时将噪声降低到必要的水平。
本文在阐述高性能信号链中电源纹波的影响的基础上进一步分析。我们将深入探讨如何优化高速数据转换器的配电网络。
我们将对标准PDN与经过优化的PDN进行比较，了解在哪些方面可以实现空间、时间和成本优化。后续文章将探讨适合其他信号链器件（例如RF收发器）的特定优化解决方案。
AD9175双通道12.6 GSPS高速数模转换器的电源系统优化
AD9175 是一款高性能、双通道、16位数模转换器(DAC)，支持高达12.6 GSPS的DAC采样速率。该器件具有8通道、15.4 Gbps JESD204B数据输入端口、高性能片内DAC时钟倍频器和数字信号处理功能，适合单频段和多频段直接至射频(RF)无线应用。
图1.集成在现成评估板上的AD9175高速DAC的标准PDN。
我们来看看如何为这个双通道高速DAC优化PDN。图1显示安装在现成评估板上的AD9175高速DAC的标准配电网络。该PDN由一个ADP5054分立式四通道开关和三个低压降(LDO)后置稳压器构成。旨在验证是否可以改进和简化该PDN，同时确保其输出噪声不会导致DAC性能大幅下降。
AD9175需要8个电源轨，可以分为4组，分别是：
- 1 V模拟（2个电源轨）
- 1 V数字（3个电源轨）
- 1.8 V模拟（2个电源轨）
- 1.8 V数字（1个电源轨）
分析：噪声要求
在我们实施优化之前，必须先了解这些电源轨的电源灵敏度。我们将重点讨论模拟电源轨，因为相比数字电源轨，它们对噪声更加敏感。
模拟电源轨的电源调制比(PSMR)如图2所示。注意，1 V模拟电源轨在1/f频率区域内较为敏感，而1.8 V模拟电源轨在开关转换器的工作频率范围（100 kHz至约1 MHz）内更敏感。
图2.1 V模拟电源轨和1.8 V模拟电源轨上的AD9175高速DAC PSMR。
一种优化方法是使用带有LC滤波器的低噪声开关稳压器。图3显示 LT8650S Silent Switcher®稳压器（带和不带LC滤波器）在展频(SSFM)模式关闭时的传导频谱输出。如 第1部分所述，SSFM可以降低开关频率噪声幅度，但会因为三角调制频率在1/f区域产生噪声峰值。由于1/f噪声已小幅偏离该阈值，增加的噪声可能超过此电源轨的最大允许纹波阈值。因此，不建议在这种情况下使用SSFM。最大允许电压纹波阈值代表电源纹波电平，当超过该值时，DAC载波信号中的边带杂散将出现在DAC输出频谱的1 µV p-p本底噪声上方。
从这些结果可以看出，开关稳压器的1/f噪声没有超过1 V模拟电源轨的最大允许纹波阈值。此外，LC滤波器足以将LT8650S的基本开关纹波和谐波降至最大允许纹波阈值以下。
图3.LT8650S传导频谱输出与1 V模拟电源轨的最大允许纹波阈值之间的关系。
图4显示 LT8653S （带和不带LC滤波器）的传导频谱输出。如图所示，1.8 V电源轨的最大允许电压纹波不会在AD9175输出频谱的1 µV p-p本底噪声内产生杂散。可以看出，LT8653S的1/f噪声没有超过最大允许纹波阈值，LC滤波器足以将LT8653S的基本开关纹波和谐波降至最大允许纹波阈值以下。
图4.LT8653S传导频谱输出与1.8 V模拟电源轨的最大允许纹波阈值之间的关系。
结果：优化PDN
图5显示AD9175的优化配电网络。旨在提高效率，降低空间要求以及图1中PDN的功率损耗，同时实现AD9175出色的动态性能。噪声目标是基于图3和图4所示的最大允许波纹阈值。
优化的配电网络由LT8650S和LT8653S Silent Switcher稳压器，以及模拟电源轨上的LC滤波器构成。在这个PDN中，1 V模拟电源轨由LT8650S的VOUT1供电，LT8650S后接LC滤波器；1 V数字电源轨直接由同一个LT8650S的VOUT2供电，其后无需连接LC滤波器。对于AD9175，其数字电源轨对电源噪声不太敏感，因此可以在不降低DAC动态性能的情况下直接为这些电源轨供电。带有LC滤波器的LT8653S直接为1.8 V模拟和1.8 V数字电源轨供电。
表1比较了优化PDN和标准PDN（如图1所示，由一个四通道降压开关和三个LDO稳压器构成）的性能。从组件大小来看，优化后的解决方案比标准解决方案减小70.2%。此外，效率从69.2%提高到83.4%，整体节能1.0 W。
图5.AD9175高速DAC的优化PDN。
为了验证优化PDN的噪声性能是否足以满足高性能技术规格要求，对AD9175进行相位噪声评估，并检测载波周围边带杂散的DAC输出频谱。1如表2所示，相位噪声检测结果在数据手册技术规格规定的限值内。AD9175输出频谱的载波频率很干净，没有可见的边带杂散，如图6所示。
图6.使用优化PDN的AD9175输出频谱（1.8 GHz、–7 dBFS载波）。
表2.使用图5中的优化PDN时，AD9175在1.8 GHz载波下的相位噪声
AD9213 10.25 GSPS高速模数转换器的电源系统优化
AD9213是一款单通道、12位、6 GSPS或10.25 GSPS、射频(RF)模数转换器(ADC)，具有6.5 GHz输入带宽。AD9213支持高动态范围频率和需要宽瞬时带宽和低转换误差率(CER)的时域应用。AD9213具有16通道JESD204B接口，以支持最大带宽能力。
图7显示现成评估板上AD9213高速ADC的标准配电网络，由一个 LTM4644-1 µModule® 四通道开关和两个线性稳压器构成。 该解决方案的大小和能效都较为高效，但它还可以改进吗？如本系列文章所述，优化的第一步是量化AD9213的灵敏度——即实际设置PDN输出噪声的限值，以免导致ADC性能大幅下降。在这里，我们将介绍使用两个µModule稳压器的另一种替代PDN解决方案，并比较该方案与标准现成解决方案的性能。
AD9213 10 GSPS ADC需要15个不同的电源轨，这些电源轨可以分为4组：
- 1 V模拟（3个电源轨）
- 1 V数字（6个电源轨）
- 2 V模拟（2个电源轨）
- 2 V数字（4个电源轨）
图7.集成在现成评估板上的AD9213高速DAC的标准PDN。
分析：噪声要求
我们探讨的优化解决方案使用两个µModule稳压器（LTM8024和LTM8074）和一个LDO后置稳压器取代LTM4644-1 µModule四通道开关和两个线性稳压器。
图8.在2.6 GHz载波频率下，AD9213高速ADC的1 V模拟电源轨和2 V模拟电源轨的PSMR。
图8显示在2.6 GHz载波频率下，AD9213的1 V模拟电源轨和2 V模拟电源轨的PSMR结果。1 V模拟电源轨的PSMR比2 V模拟电源轨更低，所以它更加敏感。
图9显示LTM8024（带和不带LDO稳压器）在强制连续模式(FCM)下的频谱输出。图中还显示最大允许电压纹波阈值的叠加不会在AD9213输出频谱的–98 dBFS本底噪声中产生杂散。直接为1 V模拟电源轨供电时，LTM8024输出中未经滤波的1/f噪声和基波开关杂散超过了最大允许纹波阈值。
为LTM8024添加 ADP1764 LDO后置稳压器可将1/f噪声、基本开关纹波及其谐波降低至最大允许纹波阈值以下，如图9所示。 需要在线性稳压器输入端提供一些裕量电压。在本例中，从LTM8024输出1.3 V至后置稳压器的输入。这个300 mV符合LDO稳压器的推荐裕量电压规格，同时能够最大限度降低其功率损耗；比标准解决方案使用的500 mV更为合适。
图9.LTM8024频谱输出与1 V模拟电源轨的最大允许纹波阈值之间的关系。
对于2 V电源轨：图10显示LTM8074 µModule稳压器（带和不带LC滤波器）在强制连续模式下的频谱输出。图中也显示了最大允许电压纹波阈值。此阈值代表电源纹波电平，当超过该值时，DAC载波信号中的边带杂散将出现在AD9213输出频谱的–98 dBFS本底噪声上方。这里，与1 V模拟电源轨类似，直接为2 V模拟电源轨供电时，稳压器开关杂散会超过最大允许纹波阈值。但是，不需要LDO稳压器，而是由LTM8074输出端的LC滤波器将开关杂散降低至最大允许纹波阈值以下。
图10.LTM8074频谱输出与2 V模拟电源轨的最大允许纹波阈值之间的关系。
结果：优化PDN
图11显示根据电源灵敏度评估结果得到的优化配电网络。与标准解决方案一样，它使用三个功率IC；在本例中，分别是LTM8024、LTM8074和ADP1764。在该解决方案中，LTM8024 µModule稳压器VOUT1由ADP1764进行后置调节，以便为相对敏感的1 V模拟电源轨供电。1 V数字电源轨直接由LTM8024的VOUT2供电。与AD9175 DAC类似，AD9213的数字电源轨对电源噪声不太敏感，因此可以直接为这些电源轨供电，并且不会降低DAC动态性能。带有LC滤波器的LTM8074为2 V模拟和2 V数字电源轨供电。
图11.AD9213高速ADC的优化PDN。
表3比较了优化PDN与现成标准PDN的性能。如图7所示，标准PDN使用一个四通道降压开关和两个LDO稳压器。组件大小减小15.4%，效率从63.1%提高到73.5%，整体节能1.0 W。
为了验证优化PDN的性能，从SFDR和SNR两个方面对AD9213进行评估，并检查载波周围边带杂散的FFT输出频谱。结果显示，SNR和SFDR的性能在数据手册给出的技术规格限值范围内，如表4所示。图12显示AD9213的FFT输出频谱，其载波频率很干净，没有可见的边带杂散。
图12.使用图11中的优化PDN时，AD9213的FFT频谱（2.6 GHz、–1 dBFS载波）。
结论
高性能数据转换器的现成评估板中包含配电网络，旨在满足这些信号处理IC的噪声要求。即使这些评估板在设计时经过了仔细考量，配电网络仍有改进的空间。本文研究了两种PDN：一种适用于高速DAC，一种适用于高速ADC。与标准PDN相比，我们的优化方案在空间要求、效率，尤其是重要的热性能方面都有所改进。通过使用替代设计，或当前不可用的器件，可以进一步改善某些参数。请继续关注"电源系统优化"系列文章，包括RF收发器的PDN优化。
参考电路
1 Patrick Errgy Pasaquian and Pablo Perez, Jr。"优化信号链的电源系统 — 第1部分： 多少电源噪声可以接受？" 模拟对话，第55卷第1期，2021年3月。
Delos, Peter。"电源调制比揭秘：PSMR与PSRR有何不同？" ADI公司，2018年12月。
Delos、Peter和Jarrett Liner。"改进的DAC相位噪声测量支持超低相位噪声DDS应用" 模拟对话，第51卷第3期，2017年8月。
"数据转换基本指南" ADI公司。
Umesh Jayamohan。 "为GSPS或RF采样ADC供电：开关与LDO" ，ADI公司，2015年11月。
Limjoco、Aldrick、Patrick Errgy Pasaquian和Jefferson Eco。 "Silent Switcher µModule稳压器为GSPS采样ADC提供低噪声供电，并节省一半空间" ADI公司，2018年10月。
Eco, Jefferson和Aldrick Limjoco。"铁氧体磁珠揭秘" 模拟对话，第50卷第1期，2016年2月。
Umesh Jayamohan。 "高速ADC电源域非常见问题解答" 模拟对话，第52卷第2期，2018年5月。
作者：ADI公司 John Martin Dela Cruz 和 Patrick Errgy Pasaquian
