182
本文继续上期文章的话题，将 RTQ6363 的应用说明翻译给你做参考。
输出电容的选择
输出电容 COUT 的选择主要受输出电压纹波需求和负载瞬态响应特性需求的影响。
输出电压纹波的峰峰值 ΔVOUT 可由下式进行评估：
其中的 ΔIL 是电感电流纹波峰峰值，其最大值发生在输入电压最高时，因为 ΔIL 会随着输入电压的增加而增加。将多只电容并联使用可以满足应用对 ESR 的需求和对电流纹波有效值的需求。
考虑负载瞬态变化的影响时，应用对输出电压的下坠幅度 VSAG 和隆起幅度 VSOAR 的需求就要被纳入考虑范畴，这会影响对输出电容有效值的选择。输出电压下坠和隆起的幅度与 PWM 控制环路的交叉频率有关，其间的关系可用下式进行表达：
陶瓷电容具有很低的等效串联电阻 ESR，将其用作输出电容可带来非常好的纹波性能，尤其是使用 X7R 规格电介质的电容在温度和电压变化下的性能都非常出色，是最值得被推荐的，但是这些电容在不同的直流电压下和不同的交流信号频率下都会有不同的容量变化，在设计中是必须被考虑到的。例如，当直流电压被施加到这些电容上时，它们的电容有效值会随着直流电压的升高而不断降低，大部分陶瓷电容在被使用到它们的额定耐压时其实际容量都有 50% 甚至更多的损失，所以在选择其容量时必须将由电压带来的影响考虑进去。
续流二极管的选择
当上桥 MOSFET 开关截止时，电感电流需要继续流动，位于低侧的外接二极管就起到了续流的作用，它连接在 SW 和 GND 之间。
续流二极管的反向电压承受能力必须等于或大于最高输入电压 VIN_MAX，它的平均正向导通电流承受能力应该等于或大于最大负载电流。从效率的角度考虑，续流二极管的正向导通电压应该尽可能地低，反向恢复时间应该尽可能地短。综合起来看，续流二极管的最佳选择是肖特基二极管。
被选作续流二极管的肖特基二极管的正向导通电压必须小于图 6 所示的正向导通电压限制，这种限制是与温度有关的，超出这种限制便有可能造成 IC 功能的不正常。
之所以会有这种限制的存在，是因为 RTQ6363 内部集成有低侧 MOSFET 开关，它的作用是在负载很轻又同时遇到了自举电容电压太低时导通以实现对自举电容的再充电。这个低侧开关包含有体二极管，它的电流通过能力非常有限，如果上述续流二极管的正向导通电压超过了这个体二极管的导通电压，那么应该流过续流二极管的电流就会尝试通过该体二极管，这样就很容易让其受到损伤，IC 的功能自然也就不正常了。参见下图，它借用自我们前面提及的 AN063。
续流二极管的损耗是在进行型号选择时必须考虑的一个因素，它不能超出所选二极管的最大承受能力。续流二极管的损耗包含两个部分，一为导通损耗，一为切换损耗。导通损耗与正向导通电压和电流有关，切换损耗则与其结电容有关。续流二极管的实际功耗可由下述公式进行估算：
其中的 CJ 是续流二极管的结电容容量。
关于续流二极管的选择，除了这里提到的内容以外，应用笔记 AN063 里还特别比较了平面型肖特基二极管和沟道型肖特基二极管的差异，它们由于具有完全不同的反向漏电流特性而在高温高压的应用中表现出完全不同的特性，其差异有可能会让你大吃一惊，对此感兴趣者可以前去了解一下。
输出电压的设定
在输出端和 GND 之间连接一个电阻分压器，将其中间节点和 FB 连接起来，这样就可完成对输出电压的设定。
电阻分压器可使 FB 以确定的比例感知到输出电压的任何变化，输出电压和两个分压电阻之间的关系如下式所示：
其中的 VREF 是参考电压，其典型值为 0.8V。
电阻分压器应该被放置在距离 FB 引脚不超过 5mm 的地方。R2 的取值不应该大于 80kΩ 以避免噪声的影响，与其对应的 R1 可用下述公式计算得到：
为了保证输出电压的精度，分压电阻应该具有 ±1% 或是更高的精度。
补偿网络的设计
环路补偿的作用是确保系统在拥有最好的动态特性的同时还能稳定地运作，这在没有补偿的系统中是很难做到的。电源系统不稳定的典型表现包括出现在磁性元件或陶瓷电容里的音频噪声、开关切换波形的抖动、输出电压的波动以及 MOSFET 功率开关的过热表现等等。在大多数情况下， RTQ6363 使用的峰值电流模式控制架构仅需使用两只外部元件即可获得稳定的效果，参见下图 8。
通过使用适当的补偿，我们在设计中便可使用任何类型的电容，其容量也可以根据不同的需要进行选择，控制回路的交叉频率也可以根据需要进行设定，还能优化瞬态响应的表现。
在环路的交叉频率附近，峰值电流模式 Buck 转换器的控制回路（PCMC）可以被简化为如图 9 所示的形式：
我们这里介绍的方法可以简化计算过程，忽略了 IC 内部的斜率补偿带来的影响。由于忽略了斜率补偿，实际的交叉频率通常就会低于计算所得的交叉频率。在将计算所得的结果用于产品生产以前，对模型进行仔细的测试验证是非常必要的。需要注意的是，即使电源供应器的理论模型都是正确的，它也不能将实际电路的寄生参数和元件的非线性特性都包含进去，其中就包括输出电容的 ESR 变化、电感和电容的非线性特性等等，另外还有 PCB 上的电路噪声、测量精度的限制等等都会导致测量误差。使用网络分析仪进行测量可以获得准确的波特图，而立锜应用笔记 AN038 （《怎样利用快速瞬变负载测试 DC/DC 转换器》）也提供了另外一个可以快速进行稳定性测量的替代方案，实施起来也非常容易。
一般情况下，使用下面的步骤即可将补偿元件的参数计算出来：
1．设定交叉频率 fC。为了保持环路的稳定，目标中的环路增益应该是从很低的频率开始到超出交叉频率的范围内有 -20dB/dec 的斜率。通常来说，推荐将交叉频率设定在工作频率的 1/20~1/10 即工作频率 fSW 的 5%~10% 的范围内。对 RTQ6363 来说，还有不要使交叉频率高于 80kHz 的要求。从动态特性的角度考虑，较高的带宽会带来较快的瞬态响应速度，但也会同时导致转换器对噪声影响的敏感，可以让我们很容易就会在开关节点电压波形上看到下降沿的抖动现象。
2．计算 RCOMP：
其中，gm 是误差放大器的传导系数（440μA/V），gm_cs 是 COMP 对电流信号的传导系数（12A/V）。COUT 会受到温度、直流偏置电压和开关切换工作频率的影响，设计时必须把这些因素考虑进去。
3．必须用一个零点来补偿由输出电容和最大负载（RL）给转换器带来的极点的影响，由此可计算出 CCOMP：
4．输出电容 COUT 和它的 ESR 会决定一个环路零点的位置，增加一个 CCOMP2 电容可引入一个极点来消除该零点的影响，其位置应该位于该 ESR 零点处或是工作频率的 1/2 处。CCOMP2 的计算公式如下：
如果工作频率的 1/2 低于 ESR 零点频率，补偿极点就需要设定在工作频率的 1/2 处，此时就有
需要注意的是，CCOMP2 是个可选的元件，其作用是增强转换器不受噪声影响的能力。
自举驱动器的供电问题
连接在 BOOT 和 SW 引脚之间的自举电容 CBOOT 是用来生成一个高于输入电压 VIN 的电压轨，一个内部电压源可在续流二极管导通时经过一只内部二极管对它进行充电，充入其中的电能可在随后发生的上桥导通期间提供电源供应。对于大多数应用来说，一只 0.1μF、0603 封装的 X7R 规格电容就可以满足这只电容的需要，其耐压规格应该等于或大于 6.3V。
外加自举充电二极管
当输入电压低于 5.5V 或是占空比高于 65% 时，必须利用连接在外加的 5V 电源和 BOOT 引脚之间的另外一只二极管来改善上桥 MOSFET 开关的导通状况以提高效率，推荐的应用电路如下图所示：
这只二极管可以是低成本的 1N4148 之类的型号，而另外的 5V 电源可以是系统中另外的 5V 电压源，或者就是 RTQ6363 自身输出的 5V 电压，需要注意的是 BOOT 引脚和 SW 引脚之间的电压 VBOOT_SW 必须低于 5.5V。下图显示的是有这个外加电源和没有这个外加电源时的效率之间的差异：
可选的外加自举电阻
IC 内部用来驱动上桥 MOSFET 开关的栅极驱动器都是经过优化设计的结果，它总是被设计得足够强大，足以驱动开关快速通断以降低功率损失，同时又不能太强，以便能将 EMI 问题控制到发生几率最小的程度。EMI 问题的产生通常就是因为开关导通的速度太快了，会生成很大的 di/dt 噪声；而在开关截止的时候，开关节点储存的电能又需要被电感电流造成的放电过程释放掉，这时存在上桥开关已经截止和续流二极管还处于截止状态的死区时段。
在某些清况下，人们希望 EMI 问题要尽可能少，即使造成更多的功率损耗也在所不惜，这时就可以在 BOOT 端和自举电容的连接线上串入一只自举电阻 RBOOT，这可以带来降低上桥 MOSFET 开关导通速度的效果，其具体做法见下图，其中接入的电阻 RBOOT 的值可以从几个 Ω 到 10Ω，封装可以是 0402 或 0603 的。
这种做法可以降低上桥 MOSFET 开关的导通速度，相应的 VSW 的上升速度就可以降下来。
既能改善 EMI 性能、又能提高上桥 MOSFET 开关导通程度的推荐电路见下图，其重点是利用外加的电源来提高了上桥 MOSFET 开关的驱动电压，但是其导通的速度依然是受到了限制的。
（未完待续）
转载自RichtekTechnology。
