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Buck 转换电路的功率损耗是如何形成的呢？这个问题的提出是因为前一篇文章里涉及到的案子，我对里面所用二极管的特性发生了兴趣，于是就联想到了这个问题，想把它理一理，但 Buck 电路并非由单一的元件构成，有损耗的并不只是其中某一个，所有的功率元件都会与之有关，由于我已经提到二极管了，所以本文就拿它来开刀问斩，看看它的损耗是如何形成的，不同的型号又有何差异，希望读者在全面了解之后能知道要如何做选择。
先来回忆一下网友的原理图：
其中所用续流二极管的型号是 SS3P6，它出现在 2019 年版本的 RT6362 规格书里。
2020 年的 RT6362 规格书用了另一个型号 SS3P6L：
我不知道 SS3P6/L 是谁家的产品，通过搜索发现 Vishay 的网站有这两个型号，于是从其规格书中找到了正向压降和反向漏电流的差异，这也是我所关注的重点。先来看看正向压降：
这个对比图是从两份规格书里截取资料做出来的，其中标出了 3A 电流下 25℃ 和 125℃ 结温下两者的正向压降分别对应的坐标。很显然，在任何一种条件下 SS3P6L 的正向压降都比 SS3P6 要低，所以从这个角度来看 RT6362 新版规格书选择 SS3P6L 是个合理的改进。
网友所设计电路的负载能力为 2.5A，那么流过电感的平均电流亦为 2.5A，流过二极管的电流平均值也是如此（仅考虑导通期间），但是这两只二极管的图上都没有画出与 2.5A 对应的水平线，也不知道实际的结温会是多少，好在前者的位置几乎可以按照对数规律被准确地预估出来，而2.5A 电流所造成的二极管结温也应该能被很好地控制在 25℃~125℃ 之间（正常室温环境下），所以便大胆猜测这两个参数所对应的点就在图中橙色线所对应的位置上，这样就可以取二极管正向导通情况下的压降为 SS3P6 的 0.58V 和 SS3P6L 的 0.48V，其实这些数据即使不准确也没有关系，我们只需要估算即可。如果有实际的板子可做测量，那时再对这些数据做修正也可以。如果再回到规格书去看厂商给出的参考数据，我发现这两个数分别为 0.61V 和 0.478V （VF @ IF = 3A，这个电流要大一些，属于额定数据），说明我的估值方法和估值结果还是基本可信的。
网友的应用条件是从 48V 转 12V，粗略计算的占空比便是 0.25，这是每个周期里上桥导通的时间占比，另外的 0.75 便属于续流二极管导通的时间占比了。
根据这些信息，我们可以计算出二极管正向导通所形成的功率损耗的平均值。对于 SS3P6 来说，它是
对于 SS3P6L 来说，它是
两个计算结果的单位都是 W，它们之间的差是 0.1875W，SS3P6L 明显胜出。
续流二极管在上桥导通期间是反向偏置的，这时候有反向漏电流的存在，现在我们来看看相关的数据：
这两幅图的横坐标都是以反向电压额定值的百分比来表示的，而它们都是 60V 的器件，所以 80% 的那条线所对应的便是 48V，正好是网友所设计电路的输入电压，也是二极管被反偏置时的工作电压。这两幅图的纵坐标使用了不同的单位，我对它们的拉伸比例不同，目的是要把相同电流的坐标放到同样的高度上，前面的那张图我也用了同样的方法来处理。这次我们都选择 125℃ 度的数据来做估算，则 SS3P6 在 48V 反向偏置的漏电流大约是 1mA，SS3P6L 的反向漏电流大约是 3.5mA，分别导致的功耗是 48V x 1mA = 48mW 和 48V x 3.5mA =168mW。要得到由此造成的平均功耗，这两个数据还要分别乘上 0.25 的占空比，最后的结果是 12mW 和 42mW。虽然大小换位了，但这两个数据的值和它们间的差异与前一项对比实在是算不上什么，所以到目前为止还是 SS3P6L 要好一些。
到这里还没有结束，因为二极管 PN 结还相当于一个电容器，而电容器在工作过程中会被充电、放电，由此造成的损耗也需要被考虑到。关于二极管的结电容，百度百科在介绍二极管的时候有如下信息可供参考：
由此可知，二极管在反偏置和正偏置的时候都存在结电容，但是我在 SS3P6/L 的规格书里只看到关于反向偏置下的结电容信息：
图中曲线只画到 50V 电压的位置，我不知道厂家为什么没有把更高电压的数据给出来，或许是因为这些资料是与 SS3P5/L 共用的缘故，只是这样有点不合情理，但又不能随意猜测，所以就不要去想太多了，我们可以用推理的方法预测那部分只是现有曲线的延长，同时我们的反偏置电压也只有 48V，所以现有数据已经够用了。48V的对数坐标位置和 50V 的位置差别不会很大，所以我们就在 50V 那条线处得到两个型号的结电容大约为 30pF 和 65pF，SS3P6L 的数据要大些，这大概是它为获得更低的正向压降而改变结构、成分等需要付出的代价。
现在假设我们的 Buck 电路已经进入了电流连续模式的工作状态，当上桥将要导通的时候，续流二极管还处于正向偏置状态，电路开关节点的电位是低于地电位大约 0.5V~0.6V 的负电位，假设我们使用的就是 SS3P6L，这个值大概就是 0.5V，而这时候的结电容容量数据是没有的，我就把它假设为与反向偏置的数据是相同的，于是就从上图得到了一个 400pF 的值，则其中储存的能量为
这个计算式的单位为焦耳，这个数据我们先留着备用。
现在我们开始进入上桥导通状态，来自输入端的电流通过上桥流入开关节点，首先对上述正向偏置的二极管电容进行反向充电，这时候的充电电流会从地线回流到输入端。在此充电过程将反向偏置的结电容里的能量抵消了以后，继续充入的电荷开始让二极管进入反向偏置状态，最后使续流二极管的反向偏置电压与输入电压 48V 相等，这个状态会持续存在到上桥导通状态结束，然后因电感电流继续流动而有电流从地流入二极管并回流到开关节点进入电感，其最后结果就是使续流二极管导通，这个过程会首先使反向偏置的二极管结电容里储存的能量全部通过电感流入输出端，然后才有使续流二极管正向导通的事情发生。由此可知，续流二极管反向偏置状态所储存的能量并不会被浪费，真正被浪费的就是上述公式计算出来的正向偏置结电容所储存的那部分能量，它是从电感储能转移到二极管正向导通结电容，再被来自输入端的能量抵消掉的，但是这样得到的只是一个周期里浪费的，在其基础上乘上工作频率便可得到每秒消耗量即平均功率损耗，因网友电路的频率设定电阻为 232kΩ，根据 RT6362 的工作频率计算公式可知其值约为 502kHz，所以在一秒时间内由续流二极管结电容造成的损耗即平均功耗大约为
这个损耗相比前面的数据几乎可以忽略不计，主要原因就是结电容比较小。如果对 SS3P6 的这个参数进行计算，数据大约还要低一半，因为它的结电容更小。需要注意的是我们的计算所依据的正向导通结电容是个估计数据，所以这个结果不会是准确的，但其量级应该不会有大的问题，它至少能让我们了解这个因素所导致的损耗处于什么水平上。
到这里，我能够想到的续流二极管的损耗就都被找出来了，把它们累加在一起，便是它在这个电路里的大概损耗，然后就可以根据这个二极管的规格书里列出来的封装热阻数据和实际的环境温度计算出它的内部结温，再然后就可以用这个计算结果对上面过程中取得的数据进行修正，最后就能得到更准确的计算结果。这个循环反复几次，就可能逼近最真实的实际情况，我把这理解为一种人工智能，无需实验却能逼近真实，因为把实际数据和推理数据结合起来处理了。
在前面的数据中我们似乎还能发现一些有趣的东西，那就是温度越高的时候，二极管的正向压降越低，我在过去就想过可以利用这个特性来改善电路的效率表现，例如故意制造一个热岛，使这个局部的温度明显高于别处，但这个做法对二极管本身来说可能是不利的，尤其是在遇到一些特殊的二极管的时候，可靠性可能会大受影响。立锜网站上有一篇编号为AN063 的文章，它所涉及的产品对象是与 RT6362 同系列的工业级器件 RTQ6360~RTQ6365，其中选择 RTQ6363 设计了一款 48V 转 24V/3A 输出的应用，试验中使用了两种二极管，一种是平面型的，一种是沟道型的，它们在反向偏置状态下的漏电流表现有很大的不同，随温度和电压变化大的那一款在高温下的功耗会迅速增加，最后直接被烧毁，因为实在是太热啦！受不了啦！可惜它又不会跑，最后只好崩掉，我把相关的数据摘录下来放在下面，感兴趣的可以研究一下，不满足的请前往立锜网站查看，原文的内容很丰富，又被我翻译成了中文，读起来没什么障碍，希望你能满载而归。
