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2015年全国大学生电子设计竞赛 双向DC-DC变换器（A题）
摘要 本双向DC-DC变换器可用于电池储能装置，实现电池的充放电功能。由Buck-Boost电路、驱动电路、电流信号采集电路和辅助电源电路等组成整个电路。本电路以MSP-EXP430G为最小核心板，输出PWM波控制驱动芯片IR2104的工作，进而控制STP80NF70开关管的通断，实现双向DC-DC变换电路。由ACS712芯片进行电流采样。根据采样数据自行调节PWM波占空比对外部实现PID控制，实现LCD显示。经测试，本设计电流控制精度为1%，变换器效率为98.3%，满足试题要求。 关键词：DC-DC变换，MSP-EXP430G，PWM波
目录
1. 技术方案分析比较1.1双向DC-DC变换器方案方案1：采用单独的Boost电路和Buck电路组成双向DC-DC变换器。此拓扑原理简单，易于实现，每个电路的效率都很高；缺点是Boost电路和Buck电路切换时间较慢，且体积相对庞大。 方案2：采用半桥Boost-Buck电路。此电路结构简单，使用器件少，能将Buck电路和Boost电路的功能加以整合，但对控制电路的要求相对较高。 综合比较方案1和方案2，方案2的电路结构比方案1简单，且重量比方案1轻，能较好地满足题目要求，因此选择方案2。 1.2驱动电路方案方案1：采用UCC27211构成半桥驱动电路。UCC27211是高频高侧和低侧驱动器，能够在MOSFET的米勒效应平台转换期间用尽可能小的开关损耗来驱动开关管。但该驱动芯片不够稳定，容易在调试时烧毁，操作难度大。 方案2：采用IR2104构成半桥驱动电路。IR2104通过连接自举电容利用内部自举电路即可实现对桥路的驱动，驱动能力强、稳定、效率高，能够抑制偏置电压避免误操作，有利于提高整个系统的传输效率。 为了提高驱动电路的驱动能力，提高系统稳定性及尽可能提高系统的传输效率，本系统采用方案2。 1.3双向DC-DC变换器控制方案方案1：采用UC3843或TL494等PWM控制器产生PWM波，这类集成开关电源控制器普遍具有体积小、驱动能力强、输入电压范围宽的特点。但是采用硬件调制PWM波，这类集成开关电源控制器普遍具有体积小、驱动能力强、输入电压范围宽的特点。但是采用硬件调制PWM波的方案不够灵活，而且需要数模转换器产生信号来调节PWM波占空比，额外增加了附属电路，并且还会受限于数模转换器的精度，调节精度进一步损失。 方案2：采用单片机或FPGA产生PWM波，这种方案具有很高的灵活性，同时借助驱动芯片也可以获得很强的驱动能力，节约了大量外部电路，可减轻整体重量，缺点是软件设计上稍显复杂，对反馈调节要求高。 对比以上两种方案，此处选择方案2作为PWM波产生方案。考虑到功耗和重量，我们选择超低功耗单片机MSP430F5529，利用其内部计数器结合比较器产生占空比可调的PWM波，实现对半桥Buck-Boost电路的灵活控制。 1.4系统总体方案系统包括直流稳压电源电路、双向DC-DC变换电路、单片机控制显示电路、辅助电源电路、电压电流采样电路以及电池组6个部分。其中双向DC-DC变换电路是核心部分，单片机通过内部定时器产生PWM波来控制电路。采用PID算法逐步调节PWM波，使充电模式下电源稳定在可调范围内，并在放电模式下使输出电压稳定在30V。当系统检测到过流充电时，停止充电。系统采用轻量化的元器件，使双向DC-DC变换器、测控电路与辅助电源三部分的总重量小于500g。系统整体框图如图1-1所示。 图
1-1
2. 核心部件电路设计2.1关键器件性能分析2.1.1驱动芯片IR2104性能分析IR2104采用8脚封装，驱动级工作电压为600V，栅极驱动电压为10~20V,前级最高工作电压为25V，性能完全达到指标要求。 2.1.2MOS管STP80NF70性能分析STP80NF70是一种N通道功率MOSFET，采用意法半导体独特的STripFET™工艺实现。耐压值为80V，漏源电压为68V，漏级最大电流为98A，导通电阻为8.2mΩ，具有极低的导通阻抗。它是专门设计来最小化输入电容和栅极电荷。因此，该装置适合于先进的高效率开关应用。 2.1.3电流采样芯片ACS712性能分析ACS712是一种线性电流传感器，该器件内置有精确的低偏置的线性霍尔传感器电路，能输出与检测的交流或直流电流成比例的电压。具有低噪声，响应时间快（对应步进输入电流，输出上升时间为5μs），50千赫带宽，总输出误差最大为4%，高输出灵敏度（66mV/A~185mV/A）,使用方便、性价比高、绝缘电压高等特点。 2.2核心参数设计2.2.1电感感值计算由于该电路为Buck-Boost电路，故应对Buck电路和Boost电路两种情况分别计算。 对于Buck电路，降压电路给锂电池组充电时，电压大概从30V降到20V左右，充电电流恒定为2A，为降低开关损耗，将开关频率设定在20kHz左右。估算占空比为0.66，设电感脉动电流∆I≤1A。 由 则 。 由 则 。 对于Boost电路，升压电感计算基于最大升压功率计算，当电源输出电压为32V，串5Ω电阻，稳定负载电阻两端电压为30V时，电源提供负载电阻电流为0.4A，升压电路需要提供30V，0.6A电流，考虑到锂电池负载状况下内阻的影响，输出电压设定为16V，则占空比为0.47，又考虑到电池组输出电压可能会进一步下降，这里取输入电压15V、占空比0.5计算。同样，设电感脉动电流为∆I≤1A。 则 。 由 则 。 本设计中升压和降压电路采用同一个电感，所以取电感值为350μH左右。 2.2.2滤波电容容值计算对于Boost电路，输出电压 为30V，输入电压 为21V，输出电流 为1A,开关频率f为24kHz。 由 当∆ 取20mV时，则C为625μF。考虑裕量，选择50V，1000μF的电解电容，同时并联一个0.1μF的瓷片电容。 对于Buck电路，在输入端同样选择50V，1000μF的电解电容，同时并联一个0.1μF的瓷片电容。 2.3核心电路设计2.3.1双向DC-DC变换器
为满足双向DC-DC变换的需要，采用半桥Buck-Boost电路，由单片机产生
图2-1 的PWM波经过驱动电路控制电路的状态。电路图如图2-1。 2.3.2驱动电路
系统选用IR2104半桥驱动芯片，它具有自举浮动电源，驱动电路非常简单，只用一路电源可同时驱动上下桥臂。其工作电压可达600V，自带死区时间控制，驱动稳定，可抑制偏压，避免电路误操作，提高了电路的稳定性。其典型电路如图2-2。
图2-2 2.3.3电流信号采集电路 | IP+ VCC IP+ VIOUT IP- FILTER IP- GND
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电流采用ACS712采样，外围电路简单，1号引脚和2号引脚IP+为待测电流的输入端，3号引脚和4号引脚IP-为待测电流的输出端，5号引脚GND为信号地，6号引脚FILTER外接一个电容，7号引脚VIOUT为模拟电压输出，8号引脚VCC为电源电压。电路图如图2-3所示。
图2-3 2.3.4辅助电源电路本系统采用自制辅助电源，由直流稳压源Us供电。考虑到重量以及转换效率，我们选用7805芯片将12V转换为5V，再经过ICL7600产生负电源。电路图如图2-4所示。 图
2-4
3. 程序设计本题采用TI公司MSP430F5529最小核心板作为控制中心，输出PWM波控制开关管通断，对采样获得的数据进行分析，并根据采样数据调节PWM波占空比对外部系统实现PID，并实现LCD显示和键盘的功能。
程序在系统上电时对各个模块进项初始化，初始化后可切换不同的工作模式，单片机根据模式选择输出PWM波，并对双向DC-DC电路进行PID控制，实现充电、放电和状态自动转换的功能，并使输出稳定在设定值。具体程序设计流程如图3-1。
图3-1 4. 竞赛工作环境条件直流稳压电压：万用表： 5. 作品成效总结分析5.1基础部分（1） =30V恒流充电及显示精度测试 测试方法：调节直流稳压源输出30V，电池充电端串联入电流表检测 ，键盘调节电流从1A到2A步进，步进值为0.05A，记录实际电流值与显示电流值。为测试方便选择电流步进值为0.1A，测试数据见表5-1。 表5-1 结论：电流显示精度与电流控制进度均达到指标要求。 （2）充电电流变化率和效率测试 测试方法：设定充电电流为2A，调节直流稳压源在24~36V之间变化，由 计算得到电流变换率。测量数据见表5-2。 表5-2 结论：电流变换率达到指标要求。 （3）充电电路变换器效率 测试方法：调节 =30V， =2A，测量输入电流 和输出电压 ，由公式 计算变换器效率。测量数据见表5-3。 表5-3 结论：效率达到指标的要求并优于指标。 （4）过充保护测试 测试方法：设定充电电流为1A，将滑线变阻器串入A、B两点之间，检测阈值电压。测量见表5-4。 表5-4 结论：系统具备过充保护功能。 5.2发挥部分（1）恒压输出及效率测试 测试方法：断开 、接通 ，使 保持在（30±0.5）V，测量输入电流、输入电压和输出电流，由公式 计算变换器效率。测量见表5-5。 表5-5 结论：效率达到指标的要求 （2）自动切换模式下恒压输出测试 测试方法：接通 、 ，断开 ，使 在32~38V范围内变化，测量 的输出。测量数据见表5-6。 表5-6 结论：电路具备自动转换工作模式且 能稳定在（30±0.5）V。 (3)重量测试 测试方法：将双向DC-DC变换器、测控电路与辅助电源三部分放在称上，称其重量。测量数据见表5-7。 表5-7 结论：重量小于500g，达到指标要求。
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发表于 2021-9-28 19:09:29
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