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本系列的第六部分是新《电气工程》杂志 (Electrical Engineering) 中“保持容性负载稳定的六种方法”栏目的开篇。这六种方法是 RISO、高增益及 CF、噪声增益、噪声增益及 CF、输出引脚补偿 (Output Pin Compensation),以及具有双通道反馈的RISO。本部分将侧重于讨论保持运算放大器输出端容性负载稳定性的前三种方法。第 7 和第 8部分将详细探讨其余三种方法。我们将采用稳定性分析工具套件中大家都非常熟悉的工具来分析每种方法,并使用一阶分析法来进行描述。该描述方法是：通过Tina SPICE 环路稳定仿真进行相关确认;通过 Tina SPICE 中的 VOUT／VIN AC传递函数分析来进行检验;最后采用 Tina SPICE 进行全面的实际瞬态稳定性测试 (Transient Real WorldStability Test)。在过去长达 23年中,我们在真实环境以及实际电路情况下进行了大量测算,充分验证了这些方法的有效性。然而,由于资源的限制,本文所述电路并未进行实际制作,在此仅供读者练习或在自己的特定应用（如分析、合成、仿真、制作以及测试等）中使用。
运算放大器示例与 RO 计算
在本部分中,用于稳定性示例的器件将是一种高达 +/40V 的高电压运算放大器 OPA452。这种“功能强大的运算放大器”通常用于驱动压电致动器(piezo actuator),正如您可能已经猜到的那样,该致动器大多为纯容性的。该放大器的主要参数如图 6.1 所示。图中未包含小信号AC 开环输出阻抗 RO 这一关键参数,在驱动容性负载时,该参数对于简化稳定性分析重要。由于参数表中不含该参数,因而我们需要通过测量得出 RO。由于 Analog & RF Models 公司(http://www.home.earthlink.net/%7Ewksands/) 的 W. K. Sands 为该放大器构建了SPICE 模型,因而我们可用 Tina SPICE 来测量 RO。对于数据表参数而言,W. K. Sands SPICE 模型已经过长期而反复的考证具有极高的精确性,更重要的是,它是真正的硅芯片部件！
图 6.1：OPA542 重要参数
为了测试 RO,我们在图 6.2 的开环增益和相位与OPA452 频率关系图上标注“工作点 (operating point)”。通过测试此“工作点”（无环路增益的频率与增益点）的 ROUT,ROUT = RO（如欲了解RO 及 ROUT 的详细探讨,敬请参见本系列的第 3 部分）。
图 6.2：具有 RO 测量“工作点”的 OPA542 Aol 曲线
由于我们在 Tina SPICE 中仅测试 RO,因而图 6.3 介绍了一个非常好用的 SPICE 使用技巧。首先我们设定放大器电路的增益点为 100。AC 通过 C1 进行耦合,并通过 R3限制流入运算放大器输出端的最大电流。随后将电流计（安培计）A1 串联接入激励源 (excitationsource)。最后通过在运算放大器的输出端放置电压探针 VOA,我们可以轻松计算出ROUT（在我们的测试配置中为 RO）。这是本系列第 3 部分中“测量 RO — 激励法”的一种变化形式。
图6.3：Tina SPICE — RO 测试方法 1
我们将使用本系列第 3 部分测量 RO 中的“测量 RO — 负载法”再次对 RO 进行测量检验（如图 6.4 所示）。此处介绍的技巧是,在使用一个 AC 信号源 VT、两个相同放大器 U1 及 U2（U1 放大器不加载,U2
放大器加载）的情况下仅运行 SPICE 一次即可完成测量。结果显示 RO=28.67 欧姆,与图 6.3 中对 RO 的测量结果一致。我们设定 OPA452 的 RO=28.7 欧姆。 
图 6.4：Tina SPICE — RO 测试方法 2
Aol 修正模型
使用“Aol 修正模型”可大大简化对于运算放大器容性负载的稳定性分析。如图 6.5 所示,数据表中的 Aol 曲线后跟随运算放大器输出电阻RO。容性负载 CL 与 RO 共同作用在 Aol 曲线上形成另外一个极点,也可以用新的“Aol 修正”曲线图进行描述（如图 6.6 所示）。
图6.5：具有 CL 的 Aol 修正模型 从在图 6.6 中形成的“Aol 修正”曲线上,我们很容易看到,仅有电阻反馈及低增益的运算放大器电路设计是,原因是 1／β 曲线与“Aol 修正”曲线在闭合速度为 40dB／decade 时相交。
图 6.6：一阶分析 — 具有 CL 的 OPA452 Aol 修正曲线
现在我们将通过 Tina SPICE 来检验我们的一阶分析。为了进行环路稳定性检测,在图 6.7 电路中断开了运算放大器负输入端的 AC 环路。这将便于我们绘制由于 CL 负载与 RO 相互作用而形成的“Aol 修正”曲线。
图 6.7：Tina SPICE — 具有 CL 的 Aol 修正电路
图 6.8 证明了我们的一阶分析是正确的。“Aol 修正”曲线图的第二个极点实际位于5.6kHZ 处。我们已经通过一阶分析测算出因 CL 的作用而产生的第二个极点位于 5.45kHz 处。
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图 6.8：Tina SPICE — 具有 CL 的 Aol 修正曲线图
为了验证一阶分析对不稳定性的测算值是正确的,我们进行了环路增益分析,如图 6.9 所示。环路增益相位曲线清晰表明了电路即将出现问题,因为在 fcl 处相位为零。
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图 6.9：Tina SPICE — 具有 CL 的环路增益曲线图
图 6.10 是我们将要在 Tina SPICE 上进行实际瞬态稳定性测试电路的详图。与一阶分析一样,根据环路增益曲线图也可测算出不稳定点。为了获得全面信息,我们将观察电路的瞬态响应。
图 6.10：Tina SPICE － 具有 CL 的 瞬态测试
图 6.11 中的瞬态 Tina SPICE 仿真结果表明：如不采取措施,该电路极易出现“不稳定”现象。
图 6.11：Tina SPICE － 具有 CL 的瞬态测试结果
在试图对不稳定的容性负载运算放大器电路进行补偿之前,我们需要考虑到：,是否负载
电阻会因 RO 与 CL 相互作用影响“Aol修正”曲线图中第二个极点的位置。如图 6.12 所示,负载电阻 RL 与运算放大器输出电阻 RO 并联,这会提高极点位置的频率。极点的最终位置目前将由并联的 RO 与 RL 及负载电容 CL 决定。根据我们惯常使用的十倍频程 (decade) 方法,我们可以由此得出一个非常实用的经验法则。如果 RL 大于 10RO,则可以忽略 RL 的影响,第二个极点的位置主要由 RO 及 CL 决定。 
图 6.12：是否应考虑 RL 的影响因素？
图 6.13 确定了我们的一阶分析,得出了可确定极点位置的 RO、RL 及 CL 的配置,正如所测算的那样,RO、RL 并联与 CL 共同作用。
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图 6.13：Tina SPICE － RO、RL、CL 极点图
RISO 及 CL 补偿
如 6.14 所示,我们用于稳定驱动容性负载的运算放大器的第一种方法是：在运算放大器的输出与容性负载 CL之间使用隔离电阻 RISO。反馈点直接取自于运算放大器的输出。这将在“Aol 修正”曲线图中产生另一个极点和零点。使用该方法需要考虑的关键因素是从运算放大器流经 RISO 到负载的电流。该电流将产生 VOUT 与 VOA（运算放大器的反馈点）的比较误差。下列给出的应用将决定该误差值是否可以接受。
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图 6.14：RISO 及 CL 补偿
采用 RISO 及 CL方法的一阶分析如图 6.15 所示。fpo1 由 RO 和 RISO 的总电阻与 CL 相互作用来决定。fzo1 由 RISO 与 CL 共同决定。从 6dB 的 1／β 图上可以看出,fcl 点的闭合速度为 20dB／decade,并且一阶分析也推算出该速度可保持稳定。
图 6.15：一阶分析 － RISO 及 CL 的 Aol 修正曲线
我们将用图 6.16 所示的 Tina SPICE 电路来确定一阶分析的结果。请注意,我们断开了运算放大器负输入端的环路,这样做是为了便于绘制“Aol 修正”曲线及环路增益图。通过检验,1／β 为 x2 或 6dB。
图 6.16：Tina SPICE － RISO 及 CL 环路
图 6.17 的“Aol 修正”曲线图显示,极点与零点值与我们推算的 fp01=4.724kHz 以及 fz01 =31.89kHz 非常接近。
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图 6.17：Tina SPICE 中 RISO 及 CL 的“Aol 修正” 曲线
环路增益曲线图（如图 6.18 所示）显示,采用 RISO 及 CL 稳定方法能够实现良好的稳定性能。从合成经验法则可以看出,相位裕度在 DC 到 fcl 之间不会低于 45 度。
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图 6.18：Tina SPICE － RISO 及 CL 环路增益
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p; 图 6.19 中的 Tina SPICE 电路将运行 AC VOUT／VIN 传递函数,并重新运行用于瞬态分析的 VIN 函数。 
图 6.19：Tina SPICE － RISO 及 CL 的 VOUT／VIN 电路
若没有一阶分析帮助我们理解该电路工作中的频率表现,那么RISO & CL 的 VOUT／VIN AC 传递函数会有些难以理解。如图 6.20 所示,我们需要同时考虑 VOA／VIN AC 传递函数及 VOUT／VIN AC 传递函数。该电路的反馈点来源于 VOA,因此在 1／β 曲线与 Aol 修正曲线相交前,VOA／VIN 曲线会一直保持平坦。因为没有环路增益,因而在 fcl 点,VOA／VIN 将随 Aol 修正曲线开始继续下降。VOUT／VIN 的情况略有不同。从 DC 至 fzo1,VOUT／VIN 曲线是平坦的。由于 RISO 及 CL 的单极点作用,在 RISO 及 CL 相互作用形成的 fzo1 处,VOUT／VIN 将以 -20db／decade 的闭合速度下降。在 fcl 处环路增益耗尽,因Aol修正曲线的作用 VOA 开始以 -20dB／decade 的闭合速度下降。但在 RISO 及 CL 的作用下,VOUT／VIN 包含额外的极点。所以在 fcl 后 VOUT／VIN 将出现第二个下降极点或以 -40dB／decade 的闭合速度下降（如图 6.20 所示）。
图 6.20：一阶 AC 分析 － RISO 及 CL 的 VOUT／VIN 曲线
Tina SPICE 仿真证实了我们的 VOUT／VIN 及 VOA／VIN 一阶分析结果（如图 6.21 所示）。
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图 6.21：Tina SPICE － RISO 及 CL 的 VOUT／VIN曲线图
我们通过进行瞬态分析完成最终的稳定性全面检测,其结果与图 6.22 中的测算值一致。通过 VOA曲线、反馈点,若输出为正则瞬态分析将测算出环路增益相位裕度约为 60 度,若为负值则测算大于 45 度（参见本系列第 4 部分）。SPICE模型与实际的 IC 特性一致,我们可以看到负输出级与正输出级略有不同。然而,整体稳定性是可靠的。
图 6.22：Tina SPICE － RISO 及 CL 的 VOUT／VIN 瞬态分析 高增益及 CF 补偿
用于稳定可驱动容性负载的运算放大器的第二种方法是,采用高增益与反馈电容器 CF。该拓扑如图 6.23 所示。为了更好地理解该方法的工作原理,我们将绘制带有第二个极点（由 RO 及 CL 形成）的“Aol 修正”曲线图。在 1／β 图中,我们将在相对应的频率位置增加一个极点,该频率位置将导致 1/β 曲线与闭合速率为 20dB/decade 的 Aol 修正曲线相交。
图 6.23：高增益及 CF 补偿 用一阶分析在 Aol 修正曲线中绘制第二个极点 fp01（如图 6.24 所示）。我们通过添加 CF 在 1／β图中增加了一个极点。请注意如何选择 fp1 才能确保 1／β 曲线与 Aol 修正曲线在闭合速率为 20dB／decade 时相交。使用电容器CF 作为运算放大器的反馈元件,1／β 的最小值经检查为 1 (0dB),原因是 CF 对高频短路且 VOUT 直接反馈到运算放大器的负输入端。通过一阶分析,我们可以测算出稳定电路,而因为直接反馈至 CL 故 VOUT／VIN 传
递函数无误差。因为 CF 与 RF 的相互作用,我们测算的 VOUT／VIN AC 传递函数只有一个位于 fp1 (8.84kHz) 处的下降单极点。该曲线将继续以 -20dB／decade 的闭合速度下降直至环路增益为零的 fcl 处,随后 VOUT／VIN 将随 Aol 修正曲线继续下降。  点击看原图
图 6.24：一阶分析 － 高增益及 CF
图 6.25 为用于高增益及 CF 环路测试的 Tina SPICE 电路。 同样,断开运算放大器负输入端的环路有助于精确绘制 Aol 修正曲线。
图 6.25：Tina SPICE － 高增益及 CF 环路
1／β 及 Aol 修正曲线如图6.26 所示,两个曲线与一阶测算的第二个 Aol 极点 fp（大致位于 5.45kHz）及 1／β 极点fp1（大致位于 8.84kHz）直接相关。请注意,1／β 曲线从 8.84kHz 继续以 -20dB／decade 的闭合速度下降直到与0dB 点相交,随后从 0dB 起保持平坦。
图 6.26：Tina SPICE － 高增益及 CF 的 Aol 修正与 1／β 曲线图
如图6.27 所示,环路增益稳定性及相位裕度良好,从 DC 至 fcl 的相位大于 45 度,这正是我们所需要的。在 fcl 点的相位裕度为38.53 度。让我们观察一下闭环 AC 响应及瞬态分析等情况,以确定该电路是否符合我们的要求。
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图 6.27：Tina SPICE － 高增益及 CF 环路增益
我们将采用图6.28 中的 Tina SPICE 电路来进行 VOUT／VIN 测试。
6.28：Tina SPICE － 高增益及 CF 的 VOUT／VIN 电路
VOUT／VIN AC 传递函数是我们用一阶分析法测算出来的,如图6.29 所示。下降单极点大致位于 10kHz 处,VOUT／VIN以-40dB／decade 的闭合速度下降,到 100Khz 点（此处的环路增益为零）后, VOUT／VIN 随 Aol 修正曲线继续下降。在100kHz 附近有一小段平坦区域,可根据具有过渡区域的 Aol 修正曲线图上的实际 1／Beta 曲线测算出本区域的位置。
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图 6.29：Tina SPICE － 高增益及 CF 的VOUT／VIN曲线
Tina SPICE 瞬态 VOUT／VIN 分析（如图 6.30 ）显示了无任何过冲或振铃 (ringing) 的稳定电路。
图 6.30：Tina SPICE － 高增益及 CF 瞬态分析
噪声增益补偿
对于稳定驱动容性负载的运算放大器而言,我们采用的第三种方法是噪声增益。该拓扑如图 6.31 所示。通过绘制由 RO 及 CL 形成的第二个极点的“Aol 修正”曲线,我
们可以了解该方法的工作原理。我们在 1／β 曲线上增加一个极点和零点,这样来提高高频段的 1／β 增益,使其超过 Aol修正曲线的第二个极点的位置。1／β 曲线上增加的极点 fpn 的位置由 Rn 及 Cn 设定（如图所示）。不需要计算零点 fzn的位置,因为我们可以通过绘图（从 fpn 点开始并以 20dB／decade 的闭合速度下降直至 DC 1／β 值）来确定。
因为该方法的确增加了运算放大器电路的整体噪声增益,故称为噪声增益法。任何运算放大器的内部噪声（通常指的是输入）会随着 1／β 曲线频率增益的增加而增加,并反映到输出端。
对于反向噪声增益 (Inverting Noise Gain) 配置而言,我们可将该拓扑看作加法放大器。这就很容易看出,VOUT／VIN 就是 RF／RI。Cn-Rn 网络接地的额外累加对输出电压没有帮助,但却因修正 1／β 曲线而限制了电路的整体带宽。这凸显了这样一个事实：要提高运算放大器电路的稳定性就必须以牺牲其带宽为代价。
对于非反向噪声增益 (Non-Inverting Noise Gain) 配置而言,必须确保输入信号源阻抗 Rs 至少比Rn小10倍,才能保证由 Rn 来决定高频 1／β 增益的设置。非反相输入噪声增益拓扑并不一定得出 VOUT／VIN = 1+RF／RI。能得到一个推论就很不错了。
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图 6.31：噪声增益补偿
从图 6.32 中,我们推导出非反相输入噪声增益拓扑的 VOUT／VIN AC 传递函数。为了简化分析,我们为 Rn-Cn 网络指定一个单变量名 Zn。使用叠加 (Superposition)（参见本系列第 4 部分）及标准运算放大器增益理论,我们将运算放大器视作加法放大器就可以得出 VOUT。结果是：对任何非反相输入运算放大器配置而言,VOUT／VIN 就等于 1+RF／RI 增益比率。然而Rn-Cn 将影响 1／β 并降低 VOUT／VIN 的带宽,还会增加电路的整体噪声增益。
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发表于 2007-10-8 09:59:05
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