深度刨析：从这12种模式给出移相全桥全解析

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什么是移相全桥？这12种模式给出全解析(2)


开关模态七：负半周期功率输出过程
如上图,此时T2与T3同时导通，T1与T4同时关断，原边电流ip的流向是T3—Lk—Lp—T2,如图所示。
此时的输入电压几乎全部降落在图中的B,A两点上，即UAB=-Vin,此时AB两点的电感量除了图上标示出的Lp与Lk之外，应该还有次级反射回来的电感LS`（因为此时次级二极管VD2是导通的），即LS`=n2* Lf,由于是按照匝比平方折算回来，所以LS`会比Lk大很多，导致Ip上升缓慢，上升电流△Ip为-△Ip=-【 (Vin-n*Uo)*(t7-t6)/( Lk+ LS`)】
此过程中，根据变压器的同名端关系，次级二极管VD2导通，VD1关断，变压器原边向负载提供能量，同时给输出电感Lf与输出电容Cf储能。（图中未画出）
此时， UC1 =UC4=UB =Vin UAB=-Vin  UA=0V


开关模态八：负半周期超前臂谐振过程
如上图，此时超前桥臂下管T2在t7时刻关断，但由于电感两端电流不能突变的特性，变压器原边的电流仍然需要维持原来的方向，故电流被转移到C1与C2中，C2被充电，电压很快会上升到输入电压Vin，而C1的电荷很快就被抽走，C1两端电压很快就下降到0V，即将A点的电位钳位到Vin。
由于次级折算过来的感量LS`远远大于谐振电感的感量Lk，故基本可以认为此是的原边类似一个恒流源，此时的ip基本不变，或下降很小。C2两端的电压由下式给出Vc2=︱-Ip︱*(t8-t7)/(C1+C2)= Ip*(t8-t7)/2 Clead
C1两端的电压由下式给出Vc1= Vin- 【︱-Ip︱*(t8-t7)/2 Clead】
其中Ip是在模态8流过原边电感的电流，在t8时刻之前，C2上的电压很快上升到Vin，C1上的电压很快变成0V，D1开始导通。
在t8时刻之前，C2充满电，C1放完电，即 VC2= VC4=VA=VB = Vin VC1=VAB= 0V模态8的时间为△t= t8-t7=2 Clead * Vin/ Ip
注意：此△t时间要小于死区时间，否则将影响ZVS效果。
第4、8种工作模式分别是滞后臂与超前臂的谐振模式，稍后上详细的分析过程


开关模态九：原边电流负半周期钳位续流过程
如上图，在t8时刻二极管D1已经完全导通续流，将超前臂上管T1两端的电压钳位到0V，此时将T1打开，就实现了超前臂上管T1的ZVS开通；但此时的原边电流仍然是从D1走，而不是T1。
此时流过原边的电流仍然较大，等与副边电感Lf的电流折算到原边的电流即 ip(t)= iLf(t)/n
此时电流的下降速度跟副边电感的电感量有关。
从超前臂T2关断到T1打开这段时间td，称为超前臂死区时间，为保证满足T1的ZVS开通条件，就必须让C1放电到0V，即td ≥△t= t9-t8=2 Clead * Vin/ Ip此时， UC2=UC4=UA=UB =Vin ， UAB=0V


开关模态十：负半周期滞后臂谐振过程
如图所示:在T9时刻将滞后臂上管T3关断，在T3关断前，C3两端的电压为0，所以T3属于零电压关断。
由于T3的关断，原边电流ip突然失去通路，但由电感的原理我们知道，原边电流不允许突变，需要维持原来的方向，以一定的速率减少。所以，原边电流ip会对C3充电，使C3两端的电压慢慢往上升，同时C4开始放电。即 ip(t)=-I2sinω(t-t9)vc3(t)=Zp*︱-I2︱sinω(t-t9)vc4(t)=Vin-Zp*︱-I2︱sinω(t-t9)
其中，-I2：t9时刻，原边电流下降之后的电流值Zp：滞后臂的谐振阻抗，Zp= )0.5ω：滞后臂的谐振角频率，ω=1/(2Lr*Clag)0.5
同理，原边的谐振电感Lr与滞后臂的两个电容C3,C4谐振，其电压与电流的关系就是正弦关系。
同开关模态四分析一样的道理，由于原边电压的反向，根据同名端的关系，LS1，LS2同时出现上正下负的关系，此时VD1开始导通并流过电流；而由于LS2与Lf的关系，流过LS2与VD2的电流不能马上减少到0，只能慢慢的减少；而且通过VD1的电流也只能慢慢的增加，所以出现了VD1与VD2同时导通的情况，即副边绕组LS1，LS2同时出现了短路。
而副边绕组的短路，导致Lf反射到原边去的通路被切断，也就是说会导致原边参加谐振的电感量由原来的（Lf*n2+ Lr）迅速减少到只剩Lr，由于Lr比（Lf*n2+ Lr）小很多，所以原边电流会迅速减少。
在t10时刻，原边的UAB=ULr=Vin，UB=UC4=0V, UA=UC2=UC3=Vin


开关模态十一：谐振结束，原边电感向电网馈能如图所示，当C3充电到Vin之后，谐振结束，就不再有电流流过C3,C4,转而D4自然导通，原边电流通过D4—Lr—D1向电网馈能，其能量来源于储存在Lr中的能量，此时原边电流迅速减少，ip(t)= -【Ip10- (t-t10)】其中 Ip10是t10时刻的原边电流值在t11时刻减少到0。此时T4两端的电压降为0V，只要在这个时间将T4开启，那么T4就达到了零电压开启的效果。对于开关模态11来说，谐振周期一定要小于死区时间，否则就不能达到滞后臂的ZVS效果了。但此时的谐振电感是没有次级电感通过匝比反射回来的，所以只有谐振电感参与了谐振，在设计的时候小心了，谐振电感一定要足够大，否则谐振能量不够的话，原边电流就会畸变。在t11时刻，UAB=ULr= UC3=UA=Vin，UB=0V


开关模态十二：原边电流从0正向增大
如图所示，在t11时刻之前，T4已经导通，在t11时刻原边电流ip已经上升到0，由于没有了电流，所以D1，D4自然关断。
在t11-t12的时间内，副边的二极管D1，D2还是同时导通流过电流，将副边绕组短路，阻断输出电感反射到初级的途径，此时的负载电流还是由次级电感与输出电容提供；同时，由于原边的T1，T4已经导通，原边电流ip流过T1--Lr—T4,又因为Lr很小，所以原边电流ip就会正向急剧增大。
即 ip(t)= - (t-t11)在t12时刻，ip达到最大，等于副边的电感电流折算到初级的电流即 ip(t12)= - ILf(t12)/n在这个开关模态，原边电流是不传递能量的，但副边却存在着一个剧烈的换流过程，通过副边二极管VD2的电流迅速减少，VD1的电流迅速增大，在t12时刻，通过VD2的电流减少到0，通过VD1的电流等于电感电流ILf。在t12时刻，原边的UAB= ULr=UA=UC3=Vin, UB= 0V至此，一个完整的移相全桥工作周期分析已经完成。其中有一些地方可能有点小小错误（欢迎指正），但不影响总体的工作原理分析12个工作模态我先用用图纸的方式呈现出来了，为了便于分析，我省略了次级绕组的回路分析
12个工作过程包括：2个正负半周期的功率输出过程，2个正负半周期的钳位续流过程，4个谐振过程（包括2个桥臂的谐振过程与2个换流过程），2个原边电感储能返回电网过程，最后还有2个变压器原边电流上冲或下冲过零结束急变过程。这12个过程就构成了移相全桥的一个完整的工作周期，只要有任何一个过程发生偏离或异常，将会影响到移相全桥的ZVS效果，甚至会导致整个电源不能正常工作。
接下来说说移相全桥存在的问题
问题一：滞后臂较难实现ZVSn 原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.n 解决方法：①、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。 ②、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。 ③、增加辅助谐振网络。但会增加成本与体积。n 问题二：副边占空比的丢失 n 原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。 n 解决方法：①、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。 ②、将谐振电感改为可饱和电感。因为在初级换流的过程中，一旦进入电感的饱和状态，那么流过电感的电流马上就会变为饱和电流，而不是线性的减少，这就意味着减少了换流时间，等效于减少了占空比丢失时间。当然我这么解释看起来有点不好理解，要结合移相全桥的工作过程来理解，还是可以慢慢去体会的
将PSFB的磁性器件计算方法贴出来。n 输出储能电感设计：移相全桥的输出储能电感其实可以看做一个单纯的BUCK电感，由于其正负半周期各工作一次，所以其工作频率等于2倍开关频率，其计算公式为： Lf = Vo *(1-Dmin)/(4*fs* △I)上式中的Lf是最小电感，实际取值要大于此值，以保证电流的连续性，如果需要输出电压在一定范围内连续可调的话，则Vo要取Vo（min),即 Lf = Vo(min) *(1-Dmin)/(4*fs* △I)上式Dmin是为了便于理解，实际上移相全桥占空比是不变的，不存在最小占空比的说法：即 Dmin= Vo(min)/(Vin(max)/n-VLf-VD)
n 主变压器设计：首先计算出移相全桥的次级输出最低电压： Vsec(min)=( Vo(max)+VLf+VD)/ Dsec(max)初次级的变压器匝比为:n=Vin(min) /Vsec(min)选择变压器，使用Ap法： Ap =Ae*Aw= Po*104 /(4*ƞ*fs*△B*J*Ku*)接下来计算变压器原边匝数： Np= Vin(min)*D(max)/(4*fs*Ae*Bmax)那么次级绕组匝数为： Ns= Np/n
n 谐振电感设计：附加谐振电感的目的就是为了实现滞后臂开关管的ZVS，如前面的分析，滞后臂谐振时次级电感不能通过变压器反射到初级，为了保证滞后臂的开关管ZVS，那么谐振电感的能量必须满足下式： LrIp2/2=( Vin2*C上管)/2+( Vin2*C下管)/2= Vin2*Clag 即 Lr= 2* Vin2*Clag /Ip2其中 Lr：谐振电感值 Vin：输入电压Clag：滞后桥臂电容(外加电容与MOSFET结电容)Ip：滞后桥臂关断时刻原边电流大小 计算还要考虑以下几点因素： ①、Vin应取最高输入电压值，保证任意输入电压下,滞后桥臂均能实现ZVS。 ②、考虑在轻载Ip1（10%-20%负载）时刻，需要滞后桥臂仍然需要工作在ZVS状态。 ③、输出电流iLf在某个值（比如2A）时刻，输出储能电感电流任然连续或处在临界点。
也就是说，输出储能电感的脉动电流等于2倍此值 即 △ iLf = 2 *2A=4A那么 Ip=(Ip1+ △iLf /2)/n

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