根据射频电路理论，当信号连接线上所传输的信号的波长可与分立的电路元件的几何尺寸相比拟时，射频IC引脚的焊盘、射频信号在PCB上的传输线、射频无源器件、过孔甚至是接地的铺铜都是严重影响射频信号性能的重要因素。
微带线
是在PCB上传输高频信号的理想选择，除非IC与天线的连接距离非常短，否则请使用特性阻抗匹配的同轴电缆或传输线。在印刷电路板上，最好采用如下图所示结构的微带线传输线。
微带线传输线包括固定宽度金属走线(导体)以及(相邻层)正下方的接地区域。例如，第1层(顶部金属)上的走线要求在第2层上有实心接地区域。走线的宽度、电介质层的厚度以及电介质的类型决定
特征阻抗
(通常为50Ω或75Ω)。
当然，除了微带线，还有一种常见的传输线就是
带状线
，如下图所示
带状线包括内层固定宽度的走线，和其上方和下方的接地区域。导体可位于接地区域中间或具有一定偏移。这种方法适合内层的射频走线。
既然带状线也适合射频走线，那老wu为啥说微带线是在PCB上传输高频信号的理想选择呢？
无论是微带线或是带状线，两者传输毫米波频率的性能都是优秀的，
区别在于制造成本。
与带状线电路相比，微带线电路加工步骤少，且电路元件更易于放置，因而更易于制造（
制造成本更低
）。而比之微带线，带状线能够为相邻的电路线提供更多隔离，支持更密集的元器件布局。此外，带状线电路还非常适合制造多层电路板，各层能够良好隔离。
微带线与带状线导体的电气性能均受绝缘材料介电常数，以及接地层邻近效应的影响。微带线只有一个接地层，而带状线有两个接地层。对于微带线，影响导体阻抗的有效介电常数是绝缘材料及其电路上方空气的相对介电常数之和（等于1）。带状线的有效介电常数则为导体上下两个基材的相对介电常数之和。
对于所有高频电路，保持阻抗受控对于实现一致的振幅和相位响应电气性能至关重要。两种传输线的导体的阻抗除其它因素外，是导体宽度、导体厚度、绝缘基材的厚度，基材的相对电容率或介电常数的函数。对于带状线，中心导体与两接地层之间的距离是否相等，或者导体上下方绝缘体的介电常数是否相同并不重要（微带线亦是如此）。
带状线有两个接地层，因此带状线的50Ω（或者任何给定阻抗）线比微带线阻抗相同的导体细。较细的线固然支持较大的电路密度，但是较细的线也需要更严格的制造公差，并且整个电路的基材的介电常数要非常一致。微带线的单端（不平衡式）传输线的介质损耗（由基材的耗散因子界定）比带状线少，这是因为微带线的一些场线在空气中，其耗散因子可忽略不计。
当然，这两种传输线所具备的性能实际上只是与其制造所用载体——绝缘基材的性能几乎相同。正如所采用的PCB材料，例如FR-4，能够降低成本，但同时也会限制其性能，根据不同的微带线和带状线应用选择最适宜材料，会更好地发挥这两种传输线的优点。
与许多工程决策一样，会权衡考虑选择微带线还是带状线。例如，带状线电路的电路密度高，因而，在相同频率条件下，比微带线电路需要更多的材料层、更多加工时间和费用、并且更需要注意细节的处理。
相对于常见的微带线和带状线，还有一种射频传输线是接地共面波导，接地共面波导提供邻近射频线之间以及其它信号线之间较好的隔离。这种介质包括中间导体以及两侧和下方的接地区域如下图：
建议在接地共面波导的两侧安装过孔“栅栏”，如下图所示。该顶视图提供了在中间导体每侧的顶部金属接地区域安装一排接地过孔的示例。顶层上引起的回路电流被短路至下方的接地层。
相比于微带线，由于接地共面波导不仅在介质底面有接地面且在介质顶部信号传输线两侧也分布着接地面，因此其具有更大的接地面积。共面波导通过使用接地面包围信号线的方式实现了电气性能的稳定。
微带线和接地共面波导电路的传输模式均为准横电磁模(准-TEM)。由于接地共面波导电路增强的接地结构，一定程度上其机械加工也更加复杂。相比于微带线，接地共面波导电路具有低色散特点，当频率上升到毫米波波段时，接地共面波导电路比微带线电路的辐射损耗也更低。
由于增强的接地结构，接地共面波导电路比微带线电路具有更宽的有效带宽和更大的阻抗范围。然而，微带线电路结构相对稳健，其简单的底部接地面电路结构便于加工。此外，微带线电路性能对电路加工因素不敏感，其电路性能受导体/间隙刻蚀差异和导体厚度差异的影响更小。
而射频电路版图那些尖锐的弯角是特意设计的
传输线弯角补偿
由于布线约束而要求传输线弯曲时(改变方向)，使用的弯曲半径应至少为中间导体宽度的3倍。也就是说：
弯曲半径 ≥ 3 × (线宽).
这将弯角的特征阻抗变化降至最小。
如果不可能实现逐渐弯曲，可将传输线进行直角弯曲(非曲线)，如下图所示。然而，必须对此进行补偿，以减小通过弯曲点时本地有效线宽增大引起的阻抗突变。
1、射频电路的布局和连接尽可能地短
由于传输线拐角处的阻抗突变会造成信号反射，高频信号将作为电磁场能量辐射到空间中。结果，经“拐角”之后的信号电平值可能下降。因此，在设计高频电路时，必须精心设计RF布局以使得RF走线拐角角度尽可能的小。
设计RF电路时，如果板上有足够的空间，则将RF相关元器件布置成尽可能直线化。通过直线化布局布线布线，可以避免信号反射，防止信号电平值降低，以满足设计指标。
设计要点：
在低频电路的时，信号走线成直角也可以正常工作。然而，在高频电路中，即使走线铜箔宽度的细微变化也会产生影响，因为走线宽度变化，
特征阻抗
就会受到影响，发生信号反射，降低信号电平值，达不到设计指标。
2、在RF走线的拐角处通过放置元件或者圆弧走线的方式来降低特性阻抗突变造成的影响
还是围绕老wu第一点说的
【避免特征阻抗突变】
的原则，如果板上空间富裕，优先通过布局实现RF走线的短和直，如果布局空间不允许，需要拐角走线，
一定避免直角或45°拐角走线，要走圆弧走线
，如果实在要走直角了，可以通过放置元件通过元件的摆位的方式来替代走线来做90°角的转折，
这样可以最大化避免阻抗突变造成的信号反射影响。
设计要点：
在高频电路的情况下，重要的是改善RF线路的布局，
即遵循【避免特征阻抗突变】的原则
3、为接地焊盘单独接地，避免共用接地过孔
设计高频电路时，必须认真处理RF信号走线和GND之间的连接。在上图的反例中，RF元件的接地焊盘共用一个接地过孔与GND平面连接。
下图的改进实例中，为每个接地焊盘就近打了接地过孔与GND平面连接，接地环路更小，将噪声降至最低。
设计要点：
与常规电路相比，高频电路对于与GND的连接必须严格处理，为每个接地焊盘单独提供一个接地过孔以最短的途径与地平面进行连接。
4、射频巴伦差分走线要保持对称
设计高频电路时，必须注意同一电路部分的接线。比如上面的反例图示是射频巴伦（balun）电路，左右走线不对称。
下图改进的巴伦电路，缩短射频信号走线长度并且左右对称。
设计要点:
在高频电路的情况下，布线的影响很大。
5、RF信号走线50欧阻抗隔层参考尽量扩大挖空区域
对于具有RF/高速信号混合的PCB、RF射频信号走线需要控50欧阻抗，高速传输线也需要控阻抗，比如常见的单独50欧差分100欧，高速传输线为了有更多的空间走线，尽量走小的线宽，比如BGA区域4mil线宽/线距，但射频信号为了避免插入损耗（Insertion Loss），插入损耗主要包括介质损耗、导体损耗、辐射损耗和泄露损耗几个部分，是各种损耗成分的总和。射频信号适当加大走线线宽可以降低插入损耗，但线宽也不是越大越好，对于微波及毫米波的电路应用，较宽的线宽容易产生不必要的杂散信号，影响信号的传输。
一般RF走线线宽20mil，以对应0402的焊盘，但要满足50欧的阻抗，宽的线宽就意味着走线与参考层的距离要拉大（
影响阻抗的因素
包括介质厚度、介电常数、线宽、铜厚、阻焊油墨厚度，但其中介质厚度和线宽的影响最为显著，一般控阻抗要么调线宽要么控介质厚度）。
高速传输线线宽4mil、射频走线需要20mil，如果都是参考同一个平面，介质厚度是固定的，那就满足不了不同线宽控到同一阻抗。鉴于高速传输线需要控阻抗的走线较多，所以就拿射频走线来做调整，拉大介质厚度的方法就是隔层参考控阻抗，比如走线在顶层，把第二层挖空，参考第三层的平面，达到比较厚的介质厚度。
但是这个挖空也是有讲究的，老wu看到有的同学直接复制顶层的射频走线到第二层作为参考层的挖空区域，但…这个挖空区域还不够宽，要避免第二层的铜箔对阻抗造成影响，第二层的挖空区域要尽量大，至少也要3倍的射频走线的线宽。
发表于 2020-2-6 10:37:08
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